Optique

Rapports scientifiques volume 13, Numéro d'article : 8750 (2023) Citer cet article

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Une mesure plus simple et plus précise des fréquences optiques absolues (AOF) est très importante pour les communications optiques et les systèmes de navigation. À ce jour, une référence optique a été nécessaire pour mesurer les AOF avec une précision à douze chiffres en raison de la difficulté à les mesurer directement. Ici, nous nous concentrons sur un peigne de modulation électro-optique qui peut combler le vaste écart de fréquence entre la photonique et l'électronique. Nous démontrons une méthode sans précédent qui peut mesurer directement les AOF avec une précision de douze chiffres avec un compteur de fréquence RF en délivrant simplement un laser de fréquence inconnue dans un modulateur de phase optique. Cela pourrait ouvrir un nouvel horizon pour la métrologie des fréquences optiques sans référence optique. Notre méthode peut également atteindre simultanément une réduction de bruit de phase de 100 fois dans un générateur de signal conventionnel. Cela correspond à une augmentation de la vitesse de transmission des communications sans fil d'environ sept fois.

La demande croissante de génération de micro-ondes à faible bruit de phase à des niveaux sans précédent dans les systèmes radar cohérents1, 2, la synchronisation phase/horloge3,8,5 et la conversion analogique-numérique à grande vitesse1, 6, 7 a créé des défis dans le domaine des micro-ondes. -technologies photoniques8. Dans les systèmes radar, une micro-onde de 10 GHz avec un bruit de phase ultra-faible de − 170 dBc/Hz à une fréquence de décalage de 10 kHz est nécessaire pour suivre de petits objets tels que des drones. Dans la synchronisation phase/horloge, les signaux micro-ondes à faible bruit de phase sont devenus de plus en plus importants pour le commerce électronique, comme le commerce à haute fréquence et l'horodatage de confiance5, les systèmes d'alimentation électrique tels que les réseaux intelligents9 et le traitement distribué dans les centres de données. Pour une synchronisation phase/horloge plus précise10, 11, les horloges optiques, telles que les horloges à réseau optique et les horloges ioniques, ont été discutées à l'UIT-T comme les futures horloges maîtresses12. SDH (Synchronous Digital Hierarchy) et SONET (Synchronous Optical Network) sont des protocoles standards pour les réseaux de communications numériques utilisant la fibre optique. La taille de trame de base de SDH/SONET est définie à 125 µs par trame13. La précision de fréquence des horloges maîtresses au césium actuelles est de 10–11. Si deux appareils de communication synchronisés avec des horloges maîtresses au césium différentes effectuent la lecture et l'écriture de données, l'intervalle de glissement actuel pour la lecture des signaux numériques se produit tous les 72 jours. En revanche, l'horloge à réseau optique (précision de fréquence: 10–18) peut faire l'intervalle de glissement de deux millions d'années, ce sera donc une horloge maîtresse sans entretien. Étant donné que les systèmes de télécommunications fonctionnent à des fréquences allant du gigahertz au kilohertz, la fréquence d'horloge optique (inférieure au pétahertz) d'une horloge maîtresse devra être précisément convertie à la baisse. Certaines méthodes de génération de micro-ondes basées sur les technologies photoniques, telles que les oscillateurs paramétriques en mode galerie chuchotant14, la division de fréquence optique15,19,17, les oscillateurs optoélectriques18, les oscillateurs Brillouin sur puce19 et les cavités de référence optiques20, ont été rapportées. Une étude récente a montré que des micro-ondes à très faible bruit peuvent être générées avec un peigne de fréquence basé sur un laser à fibre à verrouillage de mode à très faible bruit21. Cette méthode permet d'obtenir une excellente génération de micro-ondes à faible bruit à 12 GHz, mais il serait difficile de fournir aux utilisateurs finaux un appareil complexe comprenant de nombreux ensembles de grands peignes de fréquence à fibre laser à faible bruit.

Dans le domaine de la métrologie des fréquences optiques, il était impossible de mesurer directement l'AOF à l'aide d'un fréquencemètre RF car la fréquence optique est environ des dizaines de milliers de fois supérieure à la fréquence micro-onde. Avant 1999, les compteurs AOF utilisaient une chaîne de fréquence optique22,26,24, qui mesurait les hautes fréquences en multipliant et mélangeant séquentiellement les basses fréquences. La mesure a nécessité de nombreux lasers stables, des oscillateurs micro-ondes et des éléments de conversion de longueur d'onde en plus des circuits de contrôle et des outils de mesure. En 1999, le peigne de fréquence optique (OFC)25,26,27,28 est apparu, ce qui a considérablement détourné l'attention de la chaîne de fréquence optique complexe. La fréquence de la Nième dent de peigne, fN, peut être exprimée comme \({f}_{ceo}+N\times {f}_{rep}\), où N, frep et fceo sont le numéro de mode de peigne, fréquence de répétition et fréquence de décalage d'enveloppe de porteuse (CEO), respectivement. Pour mesurer les AOF d'un laser à fréquence inconnue à l'aide d'un OFC, la fréquence de battement \({f}_{b}\) entre la nième dent du peigne et le laser à fréquence inconnue est mesurée. Ainsi, \(f\), est décrit comme \({f}_{ceo}+N\times {f}_{rep}\pm {f}_{b}\). En pratique, le numéro de mode peigne N peut être déterminé en mesurant le numéro de mode peigne le plus proche de la source laser inconnue. Cela peut être fait soit en utilisant un mètre de longueur d'onde avec une précision et une exactitude suffisantes pour mesurer l'OFC dans frep/2, soit en mesurant le frep et le fb et en comptant le changement du numéro de mode de peigne tout en faisant varier le frep d'une grande quantité, généralement sur le ordre du MHz. La première méthode nécessite un mesureur de longueur d'onde très précis et un peigne de fréquence optique comme source de référence optique, tandis que la dernière méthode ne nécessite qu'un peigne de fréquence optique comme source de référence optique. Cependant, cette dernière méthode peut être compliquée car elle nécessite un comptage précis du changement de numéro de mode en peigne tout en faisant varier frep d'une grande quantité.

Ici, nous démontrons un compteur de fréquence optique sans référence optique plus simple. Avec notre méthode, un AOF peut être directement mesuré avec une précision à douze chiffres avec un compteur de fréquence RF en délivrant simplement un laser de fréquence inconnue dans un modulateur de phase sans s'appuyer sur une source de référence optique. De plus, avec l'utilisation d'une source lumineuse à haute stabilité de fréquence dans notre méthode, une réduction de 100 fois du bruit de phase dans les générateurs de signaux (SG) conventionnels largement utilisés peut être obtenue simultanément en amplifiant le bruit de phase d'un SG dans la région de fréquence optique avec un peigne de modulation électro-optique (EOM) et de le renvoyer au SG. D'après le théorème de Shannon-Hartley, cela signifie que la vitesse de transmission des communications sans fil peut être augmentée d'environ sept fois.

Le bruit de phase d'un peigne EOM29,30,31 provient principalement de celui du SG utilisé pour piloter les modulateurs de phase/intensité. Le numéro de mode dans un peigne EOM est défini comme le nombre de modes de peigne à partir de la fréquence centrale (numéro de mode 0) d'une source lumineuse de départ. Le bruit de phase d'un SG ainsi que la largeur de raie des modes de peigne EOM sont amplifiés à mesure que le numéro de mode de peigne augmente32.

Par conséquent, le signal CEO, qui est une note de battement entre les modes de peigne d'ordre élevé, inclut les informations de bruit de phase du SG amplifié. La figure 1a montre notre configuration expérimentale pour diminuer le bruit de phase d'un SG disponible dans le commerce (SG 1) avec un circuit de rétroaction PLL (voir Méthodes pour plus de détails). SG 1 est synchronisé avec un signal de référence provenant d'un oscillateur à cristal commandé par four BVA (OCXO) discipliné par un système de positionnement global (GPS) (instabilité de fréquence : < 3 × 10–13 à 1 s). Un train d'impulsions optiques de 25 GHz est généré en modulant en phase un laser ultra-stable (instabilité de fréquence : 1 × 10–15 @ 1 s) avec une longueur d'onde centrale de 1 542 nm et une largeur de raie de 1 Hz. Une fois que le taux de répétition est réduit à 1,25 GHz avec une porte optique, la lumière laser est amplifiée avec un EDFA jusqu'à 1 W. Des spectres de supercontinuum avec plus d'une bande passante de 2/3 d'octave peuvent être générés avec succès en utilisant un 40 cm- fibre longue hautement non linéaire. La figure 1b montre notre concept de génération de micro-ondes à faible bruit de phase sans s'appuyer sur une référence optique. Nous détectons le signal de battement du PDG en injectant la sortie d'un interféromètre auto-référençant colinéaire 2f à 3f (SRI) dans un photodétecteur. Le numéro de mode de peigne EOM est défini comme le nombre de modes de peigne du laser ultra-stable (numéro de mode 0). Le signal CEO comprend les informations pour augmenter le bruit de phase de SG 1 jusqu'à (2 × 1 975) + (3 × 1 111) = 7 283 fois car il s'agit de la note de battement entre les modes de peigne + 1 975e et -1 111e avec un ISR 2f à 3f. Le signal CEO a une grande fluctuation de phase car il est généré à partir du signal de battement entre les modes de peigne d'ordre élevé. Après avoir divisé la fréquence CEO par 32, nous détectons la différence de phase entre le signal CEO et un signal RF de référence externe du SG 2, qui est synchronisé avec le signal de référence du BVA OCXO discipliné par GPS. La composante basse fréquence est ensuite sélectionnée avec un filtre passe-bas. Le VCO basé sur l'oscillateur YIG à l'intérieur du SG 1 ajuste la tension de sorte que la différence de phase devienne nulle (voir "Informations supplémentaires" pour plus de détails). Enfin, le bruit de phase de SG 1 peut être fortement réduit. Dans des travaux antérieurs33, la réduction du bruit de phase SG nécessitait un laser à verrouillage de mode comme référence optique. Le présent procédé avec le signal CEO peut réduire considérablement le bruit de phase SG sans s'appuyer sur une quelconque référence optique.

(a) Configuration expérimentale pour le compteur AOF sans référence optique. SG : Générateur de signaux. Les trois SG et FC sont référencés à la source RF commune disciplinée par GPS. UL : Laser à fréquence inconnue. IM : Modulateur d'intensité. PM : Modulateur de phase. SP : Séparateur. PS : Déphaseur. FD : diviseur de fréquence. FL : Cavité filtrante. IG : Générateur d'impulsions. OG : porte optique. DC : Contrôleur de dispersion. EDFA : Amplificateur à fibre dopée Er. GB : Brique de verre. AL : Lentille asphérique. HNLF : Fibre hautement non linéaire. DP-PPLN : Guide d'ondes à crête en niobate de lithium à double pas périodiquement polarisé. PD : Photodétecteur. PHD : Détecteur de phase. FM : Mélangeur de fréquence. FC : Compteur de fréquence. (b) Notre concept de génération de micro-ondes à faible bruit de phase avec signal CEO.

Nous avons démontré expérimentalement, pour la première fois, que le bruit de phase φ (t) de SG 1 à environ 25 GHz peut être abaissé par rétroaction PLL avec le signal CEO (voir Fig. 2a). Etant donné que la bande passante de la boucle de rétroaction est fixée à 300 kHz, φ (t) peut être réduit à une fréquence de décalage inférieure à 300 kHz. Dans nos conditions expérimentales, φ (t) peut être considérablement réduit à la limite de la détection de bruit de phase avec un plancher à faible bruit et une mesure de corrélation croisée (E5052B + E5053A, Keysight Technology), et la valeur la plus basse de φ (t) est -130 dBc/Hz à une fréquence décalée de 10 kHz. Le bruit de phase que nous avons obtenu avec le SG 1 est bien inférieur au bruit de phase le plus faible signalé pour les SG disponibles dans le commerce avec le signal de référence du BVA OCXO discipliné par GPS. Sur la figure 2b, nous montrons le signal de battement entre le peigne EOM et un laser ultra-stable avec une longueur d'onde centrale de 1 397 nm, une largeur de raie de 1 Hz et une instabilité de fréquence de 1 × 10–15 @ 1 s. On peut voir que la largeur de raie du peigne EOM au 811e numéro de mode de peigne est réduite à environ 300 Hz en réduisant le bruit de phase de SG 1 avec notre méthode. Ces résultats indiquent que notre méthode peut obtenir à la fois une génération de micro-ondes à faible bruit et un peigne EOM à largeur de raie étroite avec un espacement de mode de 25 GHz.

(a) Bruit de phase mesuré de SG 1 avec et sans rétroaction en utilisant le signal CEO. (b) Note de battement entre le 811e mode du peigne EOM et un laser ultra-stable à 1 397 nm avec et sans contrôle à l'aide du signal CEO.

Les OFC ont révolutionné le domaine de la métrologie des fréquences optiques. Ici, nous avons démontré la mesure AOF à l'aide d'un peigne EOM ensemencé par un laser de fréquence inconnue sans compter sur une source de référence optique. La figure 3 montre notre concept de compteur de fréquence optique sans référence optique. Comme mentionné dans la section précédente, \({f}_{rep}\) peut être déterminé par la fréquence de sortie de SG 1 et \({f}_{ceo}\) peut être mesuré avec un SRI. De plus, le peigne EOM peut facilement générer un OFC avec des espacements de modes variables de plus de 10 GHz. Par conséquent, le peigne EOM devient un outil simple et facile à utiliser pour déterminer le numéro de mode \(N\) sans utiliser un compteur de longueur d'onde de haute précision ou une source de référence optique. Les détails de la méthode sont les suivants.

Concept de compteur de fréquence optique sans référence optique. Dans cette méthode sans référence optique, l'AOF d'un laser à fréquence inconnue avec une précision à douze chiffres peut être mesuré directement à l'aide d'un compteur de fréquence RF.

Dans cette expérience (voir la configuration de la Fig. 1a), nous avons mesuré l'AOF \({f}_{s}\) du laser ultra-stable avec une largeur de raie de 1 Hz, qui a été utilisé comme source laser d'amorçage pour le Peigne EOM. Comme indiqué dans la section précédente, le peigne EOM est généré, puis le signal CEO \({f^{\prime}}_{ceo}\) après la porte optique (le symbole prime indique la fréquence après la porte optique) peut être mesuré. La fréquence de sortie de SG 1 peut être stabilisée en détectant la différence de phase entre le signal CEO \({f^{\prime}}_{ceo}\) et le signal de SG 2 et en le renvoyant à SG 1. Pour mesurer la fréquence de répétition \({f^{\prime}}_{rep}\) après la porte optique avec un grand nombre de chiffres avec un compteur de fréquence, nous avons mesuré la différence de fréquence entre le signal divisé en fréquence (voir onde sinusoïdale violette sur la Fig. 1a) de SG 1, qui pilote la porte optique, et la fréquence de sortie \({f}_{ex}\) de SG 3 (fixée à \(1,249 999 \mathrm{GHz}\)). SG 1, SG 2 et SG 3 ont été synchronisés avec le signal de référence du BVA OCXO discipliné par GPS.

Nous avons contrôlé SG 1 de sorte que la différence de phase entre le signal de SG 2 et le signal CEO mesuré devienne nulle en utilisant le circuit de rétroaction. Lorsque nous définissons la fréquence de sortie de SG 2 sur \({f^{\prime}}_{ceoA}\), la différence de fréquence mesurée entre le signal divisé en fréquence de SG 1 et \({f}_{ex} \) est \({\Delta f^{\prime}}_{repA}\). De même, lorsque nous définissons la fréquence de sortie de SG 2 sur \({f^{\prime}}_{ceoB}\), la fréquence de différence mesurée est \({\Delta f^{\prime}}_{repB} \). Si la dérive de la fréquence optique de la source laser germe, \({f}_{s}\), est suffisamment petite pendant la mesure,

En utilisant à la fois (1) et (2), le numéro de mode \(N^{\prime}\) après la porte optique peut être obtenu comme suit (voir Fig. 3) :

Dans notre expérience, lorsque nous avons verrouillé \({f^{\prime}}_{ceoA}\) à + 130 MHz, \(\Delta {f}_{repA}^{\prime}\) a été mesuré comme \ (970.029 969 118 \mathrm{Hz}\), et lorsque nous avons verrouillé \({f^{\prime}}_{ceoB}\) à -120 MHz, \(\Delta {f}_{repB}^{ \prime}\) a été mesuré comme \(2577.984 362 83 \mathrm{Hz}\). Par conséquent, nous avons pu déterminer le numéro de mode \({N}^{\prime}\) après la porte optique comme étant 155 477. Ensuite, nous avons calculé la fréquence optique de la source laser d'amorçage (= laser ultra-stable), \({ f}_{sA}\) et \({f}_{sB}\), en utilisant deux ensembles de (\({N}^{\prime}\), \({f^{\prime}}_ {ceoA}\), et \(\Delta {f}_{repA}^{\prime}\)) et (\({N}^{\prime}, {f^{\prime}}_{ceoB }\) et \(\Delta {f}_{repB}^{\prime}\)). Nous avons confirmé que \({\Delta {f}^{\prime}}_{repA}\) et \({\Delta {f}^{\prime}}_{repB}\) ont des signes positifs pour la sortie fréquence \({f}_{ex}(=1.249 999 \mathrm{GHz})\) de la référence RF externe SG 3. De plus, nous avons également constaté que notre signal CEO pour la mesure n'est pas \({{f}^ {\prime}}_{rep}-{{f}^{\prime}}_{PDG}\) mais \({{f}^{\prime}}_{PDG}\). Par conséquent, \({f}_{sA}\) et \({f}_{sB}\) sont calculés comme

De cette façon, nous pouvons déterminer l'AOF du laser germe, \({f}_{s},\) comme \(194.346 375 340(1) \mathrm{THz}\) avec une précision à douze chiffres.

Si une grande fluctuation de fréquence optique du laser à fréquence inconnue se produit pendant la mesure, le numéro de mode ne peut pas être obtenu avec cette méthode. L'utilisation de la méthode est limitée au cas où les fluctuations de fréquence sont inférieures à \({{f}^{\prime}}_{rep}/2\) après la porte optique tant que le numéro de mode peigne reste identique pendant le temps de mesure. Dans un tel cas, nous devons utiliser un laser stable avec une faible fluctuation de fréquence optique comme laser germe du peigne EOM. Une fois l'AOF du laser stable \({f}_{s}\) déterminé avec la méthode ci-dessus, nous observons la fréquence de battement \({f}_{b}\) entre le laser à fréquence inconnue et le peigne EOM avec large espacement de mode (25 GHz) avant la porte optique. En conséquence, l'AOF du laser de fréquence inconnue, \(f\), est décrit comme.

Le signe avant \({f}_{b}\) peut être facilement déterminé en décalant légèrement la fréquence du laser germe \({f}_{s}\). Le numéro de mode \(M\) peut être facilement déterminé en utilisant un mesureur de longueur d'onde conventionnel avec une précision de longueur d'onde inférieure à 25 GHz.

Une technique récemment rapportée utilise un guide d'ondes filaire Si3N4 pour détecter le signal CEO avec une énergie d'impulsion laser ultra-faible34,35,36. Avec cette technique, le rapport de division en fréquence de la porte optique peut être diminué et un peigne EOM verrouillé par CEO avec un espacement de mode plus large peut être obtenu. Dans ce cas, il sera possible de déterminer le numéro de mode \ (N ^ {\ premier} \) deviendra beaucoup plus simplement en utilisant un compteur de longueur d'onde de faible précision, puis l'AOF du laser à fréquence inconnue avec une précision à douze chiffres pourrait être calculé facilement.

Les peignes de fréquence verrouillés par le PDG avec une stabilité de fréquence élevée et une cohérence élevée sont très attrayants pour les futurs systèmes de réseau photonique et la spectroscopie à double peigne37, 38. La recherche et le développement récents des technologies de transmission par fibre optique sont passés de la simple modulation d'intensité à l'intensité multiniveau et modulation de phase pour atteindre une efficacité d'utilisation spectrale élevée39. Cela a conduit au besoin d'une source de lumière optique avec une stabilité et une cohérence à haute fréquence. Les sources lumineuses porteuses optiques sont attribuées à une grille de fréquences, qui a été normalisée dans l'UIT-T sous forme de multiples entiers de 12,5, 25, 50 et 100 GHz à la fréquence d'ancrage de 193,1 THz40. La lumière est transmise à travers la fibre optique en utilisant la technologie de multiplexage par répartition en longueur d'onde dense (DWDM). Ainsi, un OFC qui indique la grille de fréquences ITU-T sera nécessaire dans les futurs systèmes de réseaux photoniques. Cependant, il est difficile d'obtenir un peigne de fréquence verrouillé par le PDG à des longueurs d'onde de télécommunications avec un espacement de mode supérieur à 10 GHz car l'énergie des impulsions laser diminue à mesure que le taux de répétition augmente. À l'heure actuelle, l'espacement de mode le plus large rapporté d'un peigne de fréquence verrouillé par le PDG avec un laser verrouillé en mode aux longueurs d'onde de télécommunications est de 750 MHz41. Un peigne EOM verrouillé par le PDG récemment rapporté a atteint un espacement de mode de 10 GHz à l'aide d'un laser à onde continue (CW) stabilisé avec une cavité Fabry-Pérot à haute finesse et à faible expansion42. Nous avons démontré expérimentalement une méthode simplifiée pour obtenir un peigne de fréquence verrouillé par le PDG avec un espacement de mode de 25 GHz, dans lequel une diode laser CW (LD) à fonctionnement libre au lieu d'un laser ultra-stable est utilisée comme source de lumière de départ sans stabilisation pour une cavité externe de Fabry-Pérot de référence (voir Fig. 1a). Nous avons mesuré le signal de battement du PDG en utilisant un SRI colinéaire de 2f à 3f avec un guide d'ondes à crête en niobate de lithium (PPLN) à double pas (DP) périodiquement polarisé43. Nous avons observé un signal avec un rapport signal sur bruit (SNR) d'environ 24 dB sur un analyseur de spectre RF réglé sur une bande passante de résolution de 100 kHz. La largeur de raie pleine largeur à mi-hauteur du signal CEO est de 1 MHz, ce qui indique que le signal CEO a une grande fluctuation de phase. Par conséquent, en divisant en fréquence le signal CEO, la fluctuation de phase est diminuée, puis le SNR peut encore augmenter. La figure 4a montre les spectres CEO mesurés avec un analyseur spectral RF, qui sont divisés en fréquence par 1 (noir), 8 (bleu) et 16 (rouge), respectivement. Suite à la division de fréquence du signal CEO par 16, le SNR du signal CEO a augmenté à plus de 30 dB et la largeur de raie a été réduite à moins de 100 kHz. Le signal CEO divisé en fréquence a été verrouillé à la fréquence de référence de 20 MHz en contrôlant la fréquence centrale du LD avec un circuit de rétroaction et un signal de référence RF externe. Nous avons pu obtenir un peigne EOM verrouillé par le PDG avec un espacement de mode de 25 GHz dans la région des longueurs d'onde des télécommunications, qui a été normalisé à l'UIT-T. La figure 4b montre le bruit de phase CEO mesuré avec un analyseur de source de signal avec un plancher à faible bruit et une mesure de corrélation croisée (E5052B + E5053A, Keysight Technology). Sans le verrouillage du PDG, il était difficile de mesurer le bruit de phase à faible fréquence de décalage en raison de la fluctuation de la fréquence porteuse. Avec le verrouillage CEO, le bruit de phase aux fréquences décalées inférieures à 3 kHz est supprimé. Cela signifie que la bande passante de la boucle de rétroaction correspond à environ 3 kHz. Ensuite, nous avons comparé le bruit de phase avec le verrouillage CEO entre le peigne EOM et un laser à fibre dopée Er à verrouillage de mode disponible dans le commerce. Nous avons constaté que le niveau de bruit de phase avec le peigne EOM est identique à celui avec le laser à fibre dopée Er à verrouillage de mode à des fréquences de décalage inférieures à 3 kHz. Nous avons également comparé la déviation Allan des signaux CEO avec le verrouillage CEO entre eux et avons constaté que la déviation Allan avec le peigne EOM est presque la même que celle avec le laser à fibre dopée Er à verrouillage de mode (voir Fig. 4c). Le cercle rouge et la ligne pointillée montrent la déviation Allan mesurée pour la fréquence CEO divisée par 32 et la déviation Allan calibrée pour la fréquence CEO avec le peigne EOM. Dans cette configuration expérimentale, le SNR du signal CEO n'est pas suffisamment élevé, nous avons mesuré l'écart d'Allan en utilisant la fréquence du signal CEO divisée par 32. Si le SNR du signal CEO peut être augmenté, le peigne EOM pourrait être stabilisé sans division de fréquence .

(a) Le graphique de gauche montre les spectres CEO mesurés avec un analyseur spectral RF, qui sont divisés en fréquence par 1 (noir), 8 (bleu) et 16 (rouge), respectivement. Le graphique de droite montre la dépendance à la division de fréquence du SNR du signal CEO. (b) Bruit de phase du PDG mesuré avec (rouge) et sans (bleu) le verrouillage du PDG à l'aide du peigne EOM. Nous avons comparé le bruit de phase avec le verrouillage du PDG à l'aide d'un laser à fibre à verrouillage de mode disponible dans le commerce (vert). ( c ) Déviation d'Allan mesurée du signal CEO avec le verrouillage CEO du laser à fibre à verrouillage de mode disponible dans le commerce (vert). Le cercle rouge et la ligne pointillée montrent la déviation d'Allan mesurée pour la fréquence du PDG divisée par 32 et la déviation d'Allan calibrée pour la fréquence du PDG, qui est divisée en fréquence par 1 [voir une ligne noire en (a)] avec le peigne EOM. La déviation d'Allan du signal CEO est indiquée sur l'axe vertical, divisée par la fréquence optique centrale (numéro de mode 0). Le temps de porte, qui est la durée pendant laquelle le compteur de fréquence compte un signal, est indiqué sur l'axe horizontal.

Nous avons démontré un compteur AOF sans référence optique qui atteint une précision à douze chiffres grâce à une réduction record du bruit de phase dans les SG à micro-ondes commerciaux largement utilisés. Cette méthode sans précédent peut mesurer directement un AOF avec une précision à douze chiffres avec un compteur de fréquence RF en délivrant simplement un laser de fréquence inconnue dans un modulateur de phase sans s'appuyer sur une source de référence optique. Chaque fois que nous avons un signal RF standard et un fréquencemètre RF, il est possible de mesurer un AOF avec une grande précision. En amplifiant le bruit de phase du SG dans la région de fréquence optique avec un peigne EOM et en le renvoyant au SG, le bruit de phase du SG peut être considérablement réduit. Le futur proche verra le lancement d'un service de livraison de temps qui distribue le temps avec une plus grande précision en utilisant une horloge à réseau optique comme horloge maîtresse et un réseau de fibre optique. Notre méthode peut facilement et directement convertir les informations de synchronisation temps/phase gravées sur l'horloge optique en une fréquence micro-onde avec une plus grande précision, et la technique de synchronisation temps/phase avec une grande précision aura un impact extrêmement important dans les domaines d'application du radar. systèmes1, 2, télécommunications sans fil, transactions à haute fréquence5 et systèmes d'alimentation électrique tels que les réseaux intelligents9.

Notre système laser génère un train d'impulsions de 25 GHz. Nous utilisons deux types de sources laser de semences. L'un est un laser à largeur de raie étroite (voir la section "Introduction") avec une longueur d'onde centrale de 1 542 nm et une largeur de raie de 1 Hz, qui est stabilisé avec une cavité de référence. L'autre est un LD CW à fonctionnement libre (voir la section "Mesure AOF sans référence optique"). La phase et l'intensité de la lumière du laser à largeur de raie étroite sont modulées avec huit modulateurs de phase conventionnels pilotés par un signal RF sinusoïdal provenant d'un synthétiseur RF externe (oscillateur YIG) à une fréquence de modulation de 25 GHz (voir onde sinusoïdale orange sur la Fig. 1a). La partie linéaire du down-chirping est ensuite compressée en un court train d'impulsions en le propageant dans un milieu dispersif. L'indice de modulation appliqué obtenu avec les modulateurs de phase est de 32 π. La bande passante spectrale est d'environ 39 nm. Ensuite, il est nécessaire d'augmenter l'énergie de l'impulsion laser. Nous réduisons le bruit ASE avec une cavité de filtre44, qui a une cavité Fabry-Pérot de faible finesse (~ 1000) pour permettre à la lumière de transmettre sur une large bande de fréquence. Et puisque la puissance de sortie moyenne de l'EDFA est limitée, nous utilisons une porte optique pour augmenter l'intensité de crête de l'impulsion amplifiée. Nous amplifions ensuite l'impulsion optique à un taux de répétition de 1,25 GHz à 1 W. Enfin, l'impulsion chirpée peut être compressée par le bloc de verre dans l'espace libre. Nous avons estimé la largeur d'impulsion après le bloc de verre à 142 fs à 1,25 GHz.

Nous générons un spectre SC de plus de 2/3 d'octave de large en utilisant une fibre hautement non linéaire de 40 cm de long avec une énergie d'impulsion laser de 0,8 nJ. Par conséquent, le signal CEO peut être mesuré en interférant avec la lumière des deuxième et troisième harmoniques à la longueur d'onde de 600 nm. Un SRI de 2f à 3f est utile pour stabiliser une fréquence CEO qui n'a qu'une bande passante de 2/3 d'octave du spectre SC. Pour détecter le signal CEO dans le SRI 2f à 3f avec un rendement élevé, nous avons fabriqué un guide d'ondes à crête DP-PPLN, qui se compose de deux segments intégrés de manière monolithique avec différentes tailles de pas d'accord de quasi-phase (QPM). Comme nous pouvons réduire la réflexion de Fresnel et les pertes de couplage en utilisant ce guide d'ondes, nous pouvons détecter le signal CEO avec une grande efficacité. Nous l'avons observé avec un SNR d'environ 24 dB sur un analyseur de spectre RF réglé sur une bande passante de résolution de 100 kHz. La largeur de raie du signal CEO est de 1 MHz. Nous avons constaté que ce signal CEO a une grande fluctuation de phase, car le SNR peut être amélioré et la largeur de raie peut être réduite en la divisant par 32. D'autre part, SG 2 génère un signal de référence de 130 MHz. Les signaux CEO et SG 2 sont divisés par 32. La différence de phase entre les signaux CEO et SG 2 est ensuite mesurée avec le détecteur de phase à l'intérieur de SG 1. La tension dans le VCO basé sur l'oscillateur YIG à l'intérieur de SG 1 est ajustée pour obtenir une différence de phase nulle. Enfin, le CEO est stabilisé à 130 MHz, et le taux de répétition devient la fréquence exprimée par \(\frac{{f}_{s}-{f}_{ceo}}{{N}^{\prime}} \times \frac{25 GHz}{1,25 GHz}\)(voir texte principal, Fig. 3).

Les ensembles de données utilisés et/ou analysés au cours de la présente étude sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Nous tenons à remercier le professeur TW Hänsch et le Dr Th. Udem du Max-Planck-Institute of Quantum Optics pour des discussions utiles lors du séminaire Ringberg. Ce travail a été soutenu par les numéros JSPS KAKENHI Gant JP17H02803 et JP16H04379.

Atsushi Ishizawa

Adresse actuelle : College of Industrial Technology, Nihon University, 1-2-1 Izumi-cho, Narashino, Chiba, 275-8575, Japon

NTT Basic Research Laboratories, Nippon Telegraph and Telephone Corporation, 3-1 Morinosato Wakamiya, Atsugi, Kanagawa, 243-0198, Japon

Atsushi Ishizawa, Kenichi Hitachi, Tomoya Akatsuka et Katsuya Oguri

Département de génie électronique, Université de Tokyo Denki, 5 Senjyu-Asahi-cho, Adachi-ku, Tokyo, 120-8551, Japon

Tadashi Nishikawa

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AI, TN, KH et TA ont réalisé les expériences et analysé les résultats. KO a planifié et coordonné le projet. AI et TN ont rédigé le manuscrit avec les contributions de tous les auteurs.

Correspondance à Atsushi Ishizawa.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Ishizawa, A., Nishikawa, T., Hitachi, K. et al. Compteur de fréquence optique sans référence optique avec une précision absolue à douze chiffres. Sci Rep 13, 8750 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-35674-8

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Reçu : 30 décembre 2022

Accepté : 18 mai 2023

Publié: 30 mai 2023

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-023-35674-8

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