Vers un sommet

Rapports scientifiques volume 13, Numéro d'article : 1260 (2023) Citer cet article

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Nous proposons une unité de traitement photonique pour le calcul analogique à haute densité utilisant des modulateurs à micro-anneaux basés sur la modulation d'intensité (IM-MRM). Le signal de sortie à la longueur d'onde de résonance fixe est directement modulé en intensité en modifiant le taux d'extinction (ER) de l'IM-MRM. Grâce à l'approche modulée en intensité, l'unité de traitement photonique proposée est moins sensible à la diaphonie inter-canaux. Les résultats de la simulation révèlent que la conception proposée offre une augmentation maximale de 17 fois la densité des canaux de longueur d'onde par rapport à son homologue modulé en longueur d'onde. Par conséquent, un coeur de tenseur photonique de taille 512 \(\times \) 512 peut être réalisé par les lignes de fonderie actuelles. Un simulateur de réseau neuronal convolutif (CNN) avec une précision de 6 bits est construit pour une tâche de reconnaissance de chiffres manuscrits à l'aide du modulateur proposé. Les résultats de la simulation montrent une précision globale de 96,76 %, lorsque l'espacement des canaux de longueur d'onde subit une pénalité de puissance de 3 dB. Pour valider expérimentalement le système, 1000 opérations de produit scalaire sont effectuées avec un système signé 4 bits sur une puce photonique co-packagée, où les E/S optiques et électriques sont réalisées à l'aide de techniques de liaison de fils photoniques et électriques. L'étude des résultats de mesure montre une erreur quadratique moyenne (MSE) de 3,09\(\times \)10\(^{-3}\) pour les calculs de produits scalaires. L'IM-MRM proposé, par conséquent, rend le problème de la diaphonie gérable et fournit une solution pour le développement de systèmes de traitement d'informations optiques à grande échelle avec plusieurs longueurs d'onde.

Les besoins en calcul et les dépenses énergétiques ont augmenté rapidement, soit pour traiter l'augmentation exponentielle des données générées par les réseaux mobiles à très haut débit, soit pour répondre à la demande d'accélération de l'intelligence artificielle 1. Cependant, les processeurs électroniques de pointe actuels, qui ont développé avec des progrès étonnamment rapides au cours des dernières décennies, approchent de leur limite de croissance soumise à la loi de Moore. On peut prévoir que si les progrès se poursuivent sur la voie actuelle, ces exigences de calcul deviendront rapidement techniquement et économiquement prohibitives 2. Les plates-formes photoniques ont été considérées comme des candidats idéaux pour le traitement analogique des signaux de communication optique, fournissant un cadre pour une nouvelle classe d'informations 3. Par rapport à leurs homologues électriques, les circuits photoniques ont leurs avantages prédominants : les signaux optiques se déplaçant à la vitesse de la lumière peuvent être manipulés par modulation de transmission, subissent une atténuation plus faible et génèrent moins de chaleur en fonction de la distance 3. De nombreuses optiques spécifiques à l'application des processeurs ont été exploités pour traiter des tâches mathématiques 4,5 et de traitement du signal 6,7 avec des performances améliorées par des ordres de grandeur.

La photonique intégrée a attiré énormément d'attention en raison de sa capacité à générer, manipuler et détecter des signaux optiques sur une seule puce. En exploitant les circuits intégrés photoniques (PIC) fabriqués à l'aide de processus compatibles CMOS, on peut créer des systèmes de traitement photonique miniaturisés à haut rendement et à faible coût. Selon les exigences de la source lumineuse, les systèmes de traitement photonique peuvent être divisés en deux catégories, les architectures cohérentes et les architectures multi-longueurs d'onde. Pour l'architecture cohérente, la lumière d'entrée cohérente est utilisée dans un réseau de séparateurs de faisceau et de déphaseurs pour effectuer des transformations matricielles en utilisant des interférences entre différents chemins 3. Le maillage basé sur l'interféromètre Mach-Zehnder (MZI) est le réseau de traitement photonique linéaire dominant avec signaux d'entrée cohérents. Il s'agit d'une architecture bien étudiée et mature pour les multiplications matricielles dans les systèmes informatiques, y compris les applications dans les réseaux de neurones optiques 8,9, les simulations de transport quantique 10, les lignes à retard optique reconfigurables 11 et la décomposition en valeurs singulières 12. Cependant, les interconnexions optiques cohérentes présentent une sensibilité à la phase optique, qui nécessite un étalonnage après chaque couche de maille MZI 13. De plus, les architectures cohérentes nécessitant une seule référence de phase optique, une seule source laser peut être employée. Cela nécessitait que le laser génère une puissance optique élevée suffisante pour l'ensemble du système. Contrairement aux systèmes cohérents, les architectures à plusieurs longueurs d'onde utilisent des signaux incohérents générés par des sources lumineuses individuelles à différentes longueurs d'onde ou une seule source qui produit plusieurs longueurs d'onde pour transporter et traiter les informations. Tirant parti du multiplexage par répartition en longueur d'onde (WDM), chaque signal d'entrée est une puissance optique analogique à une longueur d'onde donnée traitée en parallèle par une banque de modulateurs.

Une architecture intégrée à plusieurs longueurs d'onde, à savoir la diffusion et la pondération, proposée pour la première fois 14 et démontrée 15 à l'aide de résonateurs à micro-anneaux en cascade (MRR) dans les plates-formes photoniques au silicium, a prouvé ses capacités uniques dans les applications de traitement de l'information, y compris dans les réseaux de neurones photoniques 16, le traitement du signal sans fil 17\(^{,}\) 18, et la programmation non linéaire 19. Les signaux entrants affectés à différentes porteuses de longueur d'onde sont multiplexés en longueur d'onde et pondérés par une banque de poids photonique, réalisée en réglant des modulateurs MRR. Les signaux sont ensuite sommés par une détection différentielle à pleine puissance. Typiquement, les modulateurs MRR sont modulés en longueur d'onde. Le pic de résonance du MRR se décale lorsque l'indice de réfraction du noyau du guide d'ondes change par l'effet thermo-optique ou l'effet de dispersion du plasma. Il en résulte une variation d'intensité de transmission à la longueur d'onde porteuse. L'un des inconvénients de cette technique de modulation, notamment dans un système à grande échelle 20, est le problème de diaphonie inter-canaux. En raison de ce problème, l'amplitude de modulation optique des canaux de longueur d'onde individuels doit être minimisée, ce qui, par conséquent, limite l'évolutivité du système de traitement photonique. Une autre architecture à plusieurs longueurs d'onde pour l'informatique photonique a été démontrée récemment en utilisant des matrices de barres transversales de mémoire à changement de phase (PCM), qui permettent une vitesse de billions d'opérations de multiplication-accumulation (MAC) par seconde 21. Cependant, dans cette approche, les signaux sont inscrit en fonction du taux d'absorption du patch PCM sur le guide d'onde. Une partie de la puissance lumineuse d'entrée est dissipée par l'absorption. De plus, les signaux transportés à différentes longueurs d'onde sont combinés sur le guide d'ondes du bus par l'intermédiaire de coupleurs directionnels. Ces coupleurs vont générer des pertes supplémentaires dues au couplage large bande. Bien qu'aucune diaphonie entre canaux ne soit présente, le système crossbar présente une efficacité énergétique inférieure à celle du système basé sur le MRR.

Cet article étudie un schéma de modulation d'intensité à longueur d'onde fixe pour un système de traitement de signal photonique basé sur WDM. Comme le montre la figure 1a, des modulateurs de micro-anneaux (MRM) basés sur le couplage interférométrique, qui contiennent des composants de modulation d'indice (représentés en violet) dans la région de couplage et la région du résonateur, sont introduits. Les sources WDM entrantes sont d'abord modulées par les MRM passe-tout dans la banque de modulation, puis pondérées par les réseaux de filtres MRR add-drop dans la banque de pondération à chaque longueur d'onde. En ajustant la force de couplage et la condition de résonance, une modulation d'intensité directe peut être obtenue à leurs longueurs d'onde de résonance fixes avec une diaphonie intercanal négligeable. Enfin, des photodétecteurs équilibrés (BPD) sont utilisés à la sortie pour la sommation d'intensité à plusieurs longueurs d'onde. Les résultats des simulations montrent que lorsqu'ils visent une pénalité de puissance de 3 dB, les IM-MRM peuvent améliorer l'espacement des canaux de longueur d'onde d'un facteur de dix-sept par rapport aux MRM modulés en longueur d'onde. En utilisant la technique de liaison par fil photonique (PWB), la puce photonique qui comprend notre système proposé basé sur les IM-MRM est assemblée sur une carte de circuit imprimé (PCB) et le calcul du produit scalaire est démontré. Le PWB implique l'écriture tridimensionnelle d'un guide d'ondes à base de polymère photosensible entre différentes plates-formes après le placement de la matrice, ce qui assouplit l'exigence d'un alignement fin ) 10\(^{-3}\) est observé pour 1000 multiplications avec des valeurs d'entrée aléatoires. De plus, pour étudier les performances du schéma proposé dans un système à grande échelle, un simulateur de réseau neuronal convolutif est construit à l'aide d'un environnement de co-simulation en Lumerical et Python. Des simulations basées sur l'ensemble de données de reconnaissance de chiffres manuscrits du MNIST montrent que l'architecture peut atteindre une précision de 96,76 %. Les résultats de mesure et de simulation montrent que les IM-MRM proposés peuvent être la pierre angulaire des systèmes de traitement de l'information optique à grande échelle qui ne souffrent pas de la diaphonie intercanal.

(a) Schéma du système de traitement photonique proposé utilisant IM-MRM. Pour la modulation d'intensité, la lumière d'entrée WDM passe par deux groupes de matrices IM-MRM, en tant qu'ensemble de multiplicateurs (banque de modulation) et ensemble de multiplicandes (banque de poids), respectivement. La lumière modulée à différentes longueurs d'onde est ensuite accumulée par le BPD lors de la lecture. ( b ) Schéma d'un filtre IM-MRR add-drop et de la section transversale du guide d'ondes dopé, qui forme des ICPH et des IRPH dans la région de couplage et la région du résonateur, respectivement.

Les MRR basés sur le couplage interférométrique (ou basés sur le MZI couplé à deux points) ont été utilisés pour la commutation sans à-coups 22, la modulation à grande vitesse 23, la modulation PAM-4 24, la ligne à retard photonique 25, les sources à photon unique 26 et la post- correction de fabrication 27. Récemment, un multiplexeur d'insertion-extraction accordable à large bande a été signalé utilisant des modulateurs interférométriques basés sur le couplage 28. La conception proposée utilise le schéma de modulation d'intensité similaire pour obtenir la « connexion » et la « déconnexion » des canaux de filtre. Cependant, ce multiplexeur nécessite 4 MRR couplés directement en tant que filtre Vernier et nécessite un photodétecteur supplémentaire pour le réglage et l'étalonnage, ce qui inhibe son application à grande échelle à plusieurs longueurs d'onde.

Le schéma de la figure 1b illustre l'IM-MRM proposé utilisé dans notre système de traitement photonique à haute densité. En ajoutant un MZI déséquilibré agissant comme un coupleur accordable, le rapport de couplage effectif change lorsque la réponse spectrale sinusoïdale du coupleur MZI se décale dans la longueur d'onde 22. En conséquence, le rapport d'extinction du pic de résonance peut être modulé dans le MRM. La différence de longueur \(\Delta L\) entre les bras de coupleur MZI déséquilibrés (comme illustré à la figure 1b) détermine la plage spectrale libre (FSR) de l'appareil, selon les équations suivantes :

où, \(FSR_\text {MZI}\) et \(FSR_\text {MRR}\) représentent respectivement le FSR du coupleur MZI et le MRR, et R est le rayon du MRR. Selon différentes valeurs non négatives de m, le spectre de couplage et la résonance annulaire se comportent comme une résonance co-périodique ou périodique supprimée 22. Pour réaliser une modulation d'intensité à une longueur d'onde fixe, \(\Delta L\) est défini sur \ (\pi R\) (m = 1/2) pour accueillir le mécanisme de déphasage dans le bras MZI. Un dispositif pour de plus grandes valeurs de m peut être conçu en sacrifiant l'encombrement pour améliorer l'efficacité du réglage. Les équations analytiques utilisées pour la conception de l'IM-MRM se trouvent dans la section S1 des informations supplémentaires.

La coupe transversale de la figure 1b montre un guide d'ondes en silicium dopé, à savoir le dispositif de chauffage photoconducteur, pour servir de composant de modulation d'indice et de suivi de crête résonant. Les éléments chauffants résistifs dopés N intégrés dans les MRR ont montré des effets photoconducteurs avec des sensibilités élevées pour régler et stabiliser automatiquement le pic de résonance du filtre à la longueur d'onde d'intérêt 29. Contrairement au dépôt de germanium (Ge) 30 ou à l'implantation de diodes PIN 31, les éléments chauffants résistifs dopés N font ne nécessitent pas d'étapes d'implantation de défauts dédiées, de dépôts de matériaux supplémentaires, de photodétecteurs dédiés ou de prises de puissance optiques. Cela permet une méthode peu coûteuse, compacte et simple pour moduler des systèmes MRR à grande échelle. Deux types de radiateurs photoconducteurs dopés N sont impliqués dans notre conception IM-MRM. Un réchauffeur photoconducteur dans le coupleur (ICPH) sert de modulateur de rapport de couplage efficace dans le coupleur MZI, et un réchauffeur photoconducteur dans le résonateur (IRPH) sert de moniteur de crête résonnant et de compensateur de longueur d'onde dans le MRR (illustré à la figure 1b). Bien que des éléments chauffants photoconducteurs dopés au N aient été utilisés dans les systèmes de calcul optique 16, de biodétection 32 et de transmission de données 29, à notre connaissance, il s'agit de la première démonstration de systèmes de traitement de l'information optique multi-longueur d'onde à base de silicium dopé tirant parti de la modulation d'intensité à une longueur d'onde fixe.

Tous les dispositifs décrits dans cet article ont été conçus à l'aide de l'éditeur de mise en page open source KLayout et SiEPIC-Tools, et fabriqués sur une tranche de silicium sur isolant (SOI) avec du silicium de 220 nm d'épaisseur et 2-\(\upmu \ ) couches d'oxyde enterrées d'épaisseur m à travers une fabrication de plaquettes multi-projets SiEPICfab dirigée par Applied Nanotools Inc. Les détails de la configuration de caractérisation optique peuvent être trouvés dans la section S2 des informations supplémentaires. La figure 2a montre une image microscopique de l'IM-MRM passe-tout proposé avec des composants ICPH et IRPH intégrés, qui partagent le terrain pour un gain d'espace. Les régions dopées N et dopées N\(^{++}\) sont de fausse couleur. Il est à noter qu'en raison de l'empreinte compacte (m = 1/2) et d'un sol partagé, des effets indésirables causés par la diaphonie thermique et électrique sont observés entre l'ICPH et l'IRPH, qui doivent être optimisés dans les conceptions futures (discutées dans " Discussion et conclusion" Section). Le rayon est de 15 \(\upmu \)m et l'écart de couplage est de 200 nm. Le spectre de transmission de l'IM-MRM fabriqué, après étalonnage pour éliminer la perte d'insertion des coupleurs de réseau, est illustré à la figure 2b. Le FSR est mesuré à 12,5 nm, ce qui est environ le double par rapport à un MRM à couplage ponctuel de même rayon. Cela correspond à la conception ci-dessus avec \(\Delta L = \pi R\), en considérant un indice de groupe de 3,85 pour le guide d'ondes dopé N. Le bruit dans le spectre de transmission est dû à la perte de retour élevée des coupleurs de réseau souffrant de niveaux élevés de réflexion arrière dans le système, qui peuvent être améliorés avec une optimisation. Un graphique agrandi visant un pic de résonance à 1526,25 nm est représenté sur la figure 2c, indiquant un facteur de qualité (facteur Q) de \(\sim\)10 000 et un ER de 21 dB. Dans la figure 2d, les courbes IV pour ICPH et IRPH sont présentées lorsqu'aucune lumière n'est incidente (courant d'obscurité).

( a ) Image microscopique de la conception IM-MRM passe-tout superposée à une description de circuit de l'ICPH et de l'IRPH intégrés. ( b ) Spectre de transmission mesuré de l'IM-MRM fabriqué après normalisation, montrant un FSR doublé. (c) Un examen plus approfondi du pic de résonance à 1526,25 nm. ( d ) Courbes IV mesurées pour ICPH et IRPH intégrés avec des tensions variant de 0 à 6 V.

La longueur d'onde de résonance et l'ER de l'IM-MRM peuvent être manipulés en appliquant des tensions aux bornes de l'IRPH (\(V_\text {IRPH}\)) et de l'ICPH (\(V_\text {ICPH}\)) 33. Comme indiqué dans Figure 3a, lorsque seul \(V_\text {IRPH}\) est appliqué (de 0 à 3,5 V), le pic de résonance montre un décalage vers le rouge de 350 pm et l'ER reste à environ 27 dB. Tandis que, lors de l'application uniquement de \(V_\text {ICPH}\), le pic de résonance se décale et modifie l'ER de 27 dB à 1,25 dB (Figure 3b). Par conséquent, en ajustant à la fois \(V_\text {IRPH}\) et \(V_\text {ICPH}\) et en modifiant l'ER du pic de résonance, nous pourrions réaliser un schéma de modulation d'intensité, tandis que la position du pic est maintenue sans tout décalage de longueur d'onde. L'organigramme de l'algorithme de modulation d'intensité est décrit dans la figure 3c. Tout d'abord, une longueur d'onde d'intérêt (\(\lambda \)) est sélectionnée, ce qui est obtenu en appliquant une tension à l'IRPH (\(V_\text {IRPH}^{\lambda }\)). Pour le codage d'informations, un schéma de codage/décodage "analogique discret" est employé pour mettre en œuvre un mappage de valeur direct pour traduire le nombre numérique en une valeur analogique 34,35. Plus de détails sur le schéma "analogique discret" peuvent être trouvés dans la section "Moteur de produit scalaire". Ici, nous appliquons une tension à l'ICPH (\(V_\text {ICPH}^{w}\)) pour obtenir une transmission au pic de résonance pour représenter les valeurs d'entrée (w) selon l'ER mesuré de la figure 3b. Cela provoque une dérive du pic de résonance vers une autre longueur d'onde \(\lambda + \Delta \lambda \). Pour compenser la dérive indésirable, un schéma de décalage de longueur d'onde est utilisé en utilisant le mécanisme de photodétection de l'IRPH. La tension appliquée à l'IRPH est balayée de 0 à \(V_\text {IRPH}^{\lambda }\) tandis que \(V_\text {ICPH}^{w}\) est maintenue fixe. le photocourant généré dans l'IRPH à la longueur d'onde \(\lambda \) est surveillé pour trouver la nouvelle longueur d'onde de résonance (\(V_\text {IRPH}^{w}\)). Il convient de noter que la modification de la tension appliquée à l'IRPH compense le décalage de longueur d'onde et modifie simultanément l'ER, bien qu'avec une efficacité beaucoup plus faible (\(\Delta w<\) w). Un algorithme d'étalonnage est utilisé pour régler \(V_\text {ICPH}^{w}\) et minimiser \(\Delta w\). Enfin, la paire de tension \(V_\text {ICPH}^{w}\) et \(V_\text {IRPH}^{w}\) calibrée est stockée pour coder la valeur d'entrée, w.

(a) Spectres de transmission mesurés de l'IM-MRM proposé après normalisation lorsqu'une tension est appliquée à l'IRPH de 0 à 3,5 V, ainsi que le décalage de longueur d'onde extrait et le changement ER (b) Spectres de transmission mesurés de l'IM-MRM proposé après normalisation lorsqu'une tension est appliquée à l'ICPH de 0 à 3,5 V, ainsi que le décalage de longueur d'onde extrait et le changement ER. ( c ) Organigramme de l'algorithme de modulation d'intensité. PC : photocourant.

Les spectres de transmission normalisés avec des valeurs ER discrètes du pic de résonance fixé à 1526,5 nm sont représentés sur la figure 4a. En appliquant la tension à l'ICPH de 0 à 3,3 V puis en modifiant la tension correspondante sur l'IRPH (obtenue grâce à l'algorithme de modulation d'intensité), l'ER du pic de résonance varie de -27 à -1,25 dB sans décalage de longueur d'onde apparent . La figure 4b montre la sortie calibrée extraite des pics de résonance à 1526,5 nm de la figure 4a avec différentes paires de tension \(V_\text {ICPH}\) et \(V_\text {IRPH}\). On peut observer que lorsque \(V_\text {ICPH}\) est supérieur à 1,66 V, la lumière transmise commence à augmenter en raison du changement de la force de couplage, et \(V_\text {IRPH}\) chute de 3,46 à 0,13 V en conséquence pour le décalage de longueur d'onde. La figure 4c illustre le fonctionnement à plusieurs niveaux avec des niveaux de sortie distincts de 4 bits. La transmission revient au niveau 0 pour l'effacement (\(V_\text {ICPH}\) = 0 V et \(V_\text {IRPH}\) = 3,46 V) entre chaque niveau. Étant donné que la tension appliquée et la sortie transmise montrent une relation non linéaire pendant l'opération de modulation d'intensité, une simple étape de prédistorsion est introduite en appliquant une série de paires de tension avec des incréments inégaux pour réaliser des niveaux de sortie approximativement linéaires avec un intervalle de \(\sim\) 0,05 \(\upmu \)W sur la figure 4c. Des distributions linéaires plus précises peuvent être obtenues en ajustant finement les paires de tension pour chaque niveau de puissance. Trois écarts-types (3\(\sigma \)) de 0,0048 \(\upmu \)W sont observés sur la Fig. 4c (SNR = 10,4 dB) ; par conséquent, une précision de 7,2 bits pourrait être obtenue. Il a été rapporté que les MRM basés sur IRPH permettent un contrôle continu et multicanal de la banque de poids avec une précision allant jusqu'à 8,5 bits 36. compensé avec une grande précision 36. En sélectionnant des paires de tension prédistordues appliquées à ICPH et IRPH, on peut déplacer de manière fiable la puissance transmise entre ces niveaux intermédiaires connus avec une répétabilité élevée (illustré à la Fig. 4(d) avec un taux d'échantillonnage de 1 Hz). Des informations détaillées sur l'étape de prédistorsion peuvent être trouvées dans la section S2 des informations supplémentaires.

(a) Spectres de transmission mesurés après normalisation avec différentes paires de tension \(V_\text {ICPH}\) et \(V_\text {IRPH}\) pour les opérations de modulation d'intensité à 1526,5 nm. (b) Sorties calibrées de l'IM-MRM au pic de résonance. (c) 16 niveaux de puissance distincts dans un ordre croissant consécutif avec 3\(\sigma \) = 0,0048 \(\upmu \)W. (d) Niveaux arbitraires atteints indépendamment parmi 16 niveaux intermédiaires.

De même, un filtre IM-MRR add-drop avec un rayon de 15 \(\upmu \)m a également été fabriqué pour servir d'élément de codage d'informations signé positif et négatif. Comme le montre la figure 5a, un autre coupleur MZI connectant les ports d'ajout et de suppression de l'IM-MRR est implémenté, et les deux coupleurs MZI sont conçus symétriquement à l'anneau avec des espaces de couplage de 200 nm pour réduire l'IL 37. spectres de transmission des ports. Un facteur Q réduit de \(\sim \)1200 est observé par rapport au facteur passe-tout, en raison de la perte d'absorption plus élevée dans le résonateur qui contient l'IRPH avec deux fois la taille. Sur la figure 5c, les courbes IV sont mesurées sans lumière incidente. Les spectres de transmission normalisés aux ports traversants (bleu) et de chute (rouge) sont mesurés en appliquant différentes paires de tension \(V_\text {ICPH}\) et \(V_\text {IRPH}\) et sont présentés à la figure 5d avec les valeurs de sortie calibrées à la longueur d'onde de résonance (Fig. 5e) en suivant la procédure de la Fig. 3c et de la section « Caractérisation et contrôle ». Les valeurs de poids mesurées pour l'IM-MRR add-drop sont tracées sur la figure 5f. En soustrayant la puissance de sortie calibrée entre les ports de dérivation et de passage, une plage de poids de -1 à 0,75 est obtenue. La perte d'insertion du modulateur provoque la déduction de 0,25 de la valeur maximale du côté positif. Par conséquent, pour obtenir une plage de poids symétrique par rapport à 0, la plage de [-0,75, 0,75] est sélectionnée. Étant donné que la multiplication peut être interprétée comme une valeur d'entrée pondérée par une autre, nous définissons le mappage entre les paires de tension et la puissance transmise comme le mappage d'entrée pour l'IM-MRM passe-tout, et le mappage de poids pour l'IM-MRR add-drop. , respectivement, dans le reste de cet article.

( a ) Image microscopique de la conception du filtre de poids IM-MRR add-drop superposée à une description de circuit de l'ICPH et de l'IRPH intégrés. (b) Spectres de transmission normalisés mesurés aux ports traversants (bleu) et goutte (orange). ( c ) Courbe IV mesurée pour l'une des paires de tensions ICPH et IRPH passant de 0 à 6 V. ( d ) Transmission normalisée mesurée aux ports traversants (bleu) et goutte (rouge) pour la modulation d'intensité à 1520 nm. (e) Sorties calibrées de l'IM-MRR add-drop au pic de résonance. (f) Plage de poids mesurée à partir de la soustraction entre la sortie calibrée à la chute et à travers les ports. La région grise représente la plage symétrique par rapport à 0.

Il est connu que le nombre et la bande passante des signaux optiques sont limités par la capacité des modulateurs à accorder chaque canal de longueur d'onde indépendamment 13. Dans les systèmes WDM, deux facteurs déterminent la densité de canal de longueur d'onde maximale, le FSR et la largeur de raie du MRR. À savoir, la finesse du résonateur (\(\mathscr {F}\) = FSR/linewidth) définit la limite supérieure de fan-in : \(N\le \mathscr {F}\), où N est le nombre de canaux de longueur d'onde. Cependant, contrairement aux démultiplexeurs, les bancs de poids dans l'architecture de diffusion et de poids sont reconfigurables, nécessitant des modulations indépendantes pour chaque signal sur une plage de transmission 13. De plus, les bancs de poids contiennent deux ports de sortie (traversant et descendant). Les signaux d'entrée transportés par différentes longueurs d'onde sont proportionnellement multiplexés et démultiplexés par une série de MRR d'insertion-extraction dans les bancs de poids, où la diaphonie inter-canaux résulte du chevauchement des bandes passantes optiques des modulateurs. Par conséquent, un espacement des canaux de longueur d'onde plus large que la largeur de raie des MRR est toujours nécessaire pour minimiser l'impact de la diaphonie.

Les impacts de la diaphonie dans les systèmes WDM basés sur le MRR ont été étudiés numériquement, dans lesquels le niveau de diaphonie est spécifié par le niveau d'isolation entre les canaux adjacents 38,39,40. En ce qui concerne l'architecture de diffusion et de pondération, nous utilisons une métrique similaire pour permettre l'intégration de l'effet de diaphonie dans le budget de puissance des banques de poids. La métrique est définie comme la plage de puissance pondérée pour un signal lorsqu'il est dégradé par la diaphonie par rapport à la plage en l'absence de sources de diaphonie. Il a été rapporté qu'une pénalité de puissance de 3 dB causée par la diaphonie est observée dans les banques de poids accordées par modulation de longueur d'onde, lorsque l'espacement minimum des canaux de longueur d'onde se situe entre 3,41 et 4,61 fois la largeur de raie 13. Considérant une finesse de 368 et une longueur d'onde minimale un espacement des canaux de 3,41 fois la largeur de raie, jusqu'à 108 canaux de longueur d'onde peuvent être pris en charge dans le système de diffusion et de pondération 41. Une finesse de 368 est démontrée expérimentalement par un MRR passif avec un rayon de 1,5 \(\upmu \)m. Cependant, il sera difficile d'y parvenir avec des composants de modulation actifs 42. Un rayon MRR plus manufacturable est de 5 \(\upmu \)m pour un MRM actif avec un facteur Q estimé acceptable de 10 000. Par conséquent, la largeur de raie du pic de résonance est d'environ 153 pm, révélant que seuls 34 canaux de longueur d'onde peuvent être pris en charge. En conséquence, une solution est nécessaire pour résoudre la limite d'évolutivité causée par la diaphonie inter-canaux.

La modulation d'intensité à une longueur d'onde fixe montre le potentiel de codage du signal avec une pénalité de diaphonie plus faible et une densité de canaux de longueur d'onde plus élevée. Étant donné que la longueur d'onde est maintenue fixe tout au long du processus de codage, aucun espacement supplémentaire des canaux de longueur d'onde n'est nécessaire pour s'adapter à la dérive de longueur d'onde. Pour étudier l'évolutivité du système IM-MRM proposé, nous avons utilisé les outils de simulation de Lumerical 43. Un modèle compact personnalisé pour l'IM-MRM a été développé dans Lumerical INTERCONNECT et utilisé pour l'enquête sur la pénalité de diaphonie. Chiffre. 6 (a, c) montrent les spectres de transmission de deux types de systèmes IM-MRM en cascade, et les encarts montrent le schéma des anneaux en cascade. Le premier type est un MRM passe-tout en cascade avec un filtre MRR d'insertion-extraction (Type-I sur la Fig. 6a), qui est utilisé pour étudier la diaphonie intercanal entre les bancs de modulation et les bancs de pondération. Pour le second type, les deux MRM sont passe-tout et montés en cascade en parallèle (Type-II sur la Fig. 6c). Il est utilisé pour étudier la diaphonie inter-canaux dans les banques de poids uniquement. L'espacement des canaux de longueur d'onde est normalisé par la largeur de raie (\(\delta \omega \) = \(\mathscr {F}/N\) 13). Cela fournit une comparaison objective entre les systèmes MRM avec des largeurs de raie variables et des FSR. En modifiant l'ER du pic de résonance sur le canal 1 (indiqué comme Ch-1 sur la Fig. 6), la transmission aux ports traversant (bleu) et de chute (rouge) sur le canal 2 (indiqué comme Ch-2 sur la Fig. 6) est modifié passivement en raison du phénomène de diaphonie (\(\delta \omega \) = 0,5 dans les deux systèmes). On peut observer que l'impact de la diaphonie sur la figure 6 (a, c) est différent. Sur la figure 6a, la pénalité de diaphonie sur le canal 2 est principalement due au chevauchement de la bande passante de forme lorentzienne sur le canal 1, et seul le port de chute sur le canal 2 est fortement affecté. Tandis que, sur la Fig. 6c, la diaphonie inter-canal est plus complexe. Étant donné que ces IM-MRM d'insertion-extraction partagent deux guides d'ondes de bus parallèles qui sont couplés en parallèle à chaque MRM, un chemin de rétroaction cohérent de type résonateur est créé entre les résonances de longueurs d'onde similaires. L'interaction cohérente est particulièrement sévère lorsque les résonances sont rapprochées. Cela dépend de la phase du guide d'onde de bus 13. Le changement de phase induit par le guide d'onde de bus affecte les performances de deux pics de résonance adjacents lorsque le procédé de modulation est basé sur le décalage de longueur d'onde. Pour le système de banque de poids basé sur la modulation d'intensité proposé ici, nous avons seulement besoin de surveiller l'intensité lumineuse à des longueurs d'onde de résonance individuelles où l'interférence cohérente a un impact minimal sur l'amplitude 44. Par conséquent, la transmission à la longueur d'onde de crête de résonance est uniquement déterminée par les urgences. Une dérivation détaillée de l'interférence cohérente dans plusieurs MRR en cascade est présentée dans la section S3 des informations supplémentaires.

Le mappage de valeur basé sur la pénalité de puissance de 3 dB pour deux types de systèmes MRM en cascade est illustré à la Fig. 6(b,d) avec \(\delta \omega \) = 0,5 et 0,2, respectivement, qui présentent tous les deux plage de cartographie (boîtes rouges sur la Fig. 6(b,d) proches de 0,5. Contrairement à la Fig. 6(a,c) qui présente les spectres de transmission obtenus en appliquant uniquement des paires de tension à l'IM-MRR sur le Canal-1, les tracés dans Les figures 6(b,d) sont obtenues en modulant les deux IM-MRR simultanément. Pour les systèmes de type I, seules les valeurs positives obtenues à partir du port traversant du système sont prises en compte. Cela nécessite \(\delta \omega \) = 0,5 pour permettre aux deux MRM d'être modulés indépendamment entre 0 et 0,48, comme le montre la figure 6b. Pour les systèmes de type II de la figure 6d, une plage de poids symétrique centrée sur 0 est étudiée, générée par la puissance différentielle entre la chute et à travers des ports à chaque canal de longueur d'onde. Il permet un espacement des canaux de longueur d'onde plus petit (\(\delta \omega \) = 0,2) pour la même pénalité de puissance de 3 dB. La figure 6e montre la plage de cartographie maximale en fonction du canal de longueur d'onde l'espacement pour les deux types avec \(\delta \omega \) variant de 0,1 à 1. Des tracés de cartographie individuels détaillés pour chaque espacement de canal de longueur d'onde peuvent être trouvés dans la section S4 des informations supplémentaires. Considérant 3 dB comme référence de pénalité de puissance tolérable, les systèmes de type I nécessitent \(\delta \omega>\) 0,5 (bleu), tandis que les systèmes de type II nécessitent \(\delta \omega \) = 0,2 (orange). Les bancs de modulation peuvent être à large bande, tels que les modulateurs à électro-absorption (EAM) ou les modulateurs électro-optiques (EOM), qui ne génèrent pas de bandes passantes filtrées en transmission. En mettant en œuvre un modulateur à large bande en tant que bancs de modulation, seule la diaphonie de type II doit être prise en compte. L'espacement des canaux de longueur d'onde est \ (\ sim \) 17 fois plus dense que celui des MRM conventionnels basés sur la modulation de longueur d'onde (WM-MRM) 13,41 et, par conséquent, un noyau de tenseur d'une taille allant jusqu'à 578 peut être réalisé. Cela démontre que le schéma de modulation d'intensité dans le système de calcul optique basé sur MRM améliore la tolérance de diaphonie inter-canaux et facilite l'utilisation de plusieurs canaux de longueur d'onde dans un FSR.

Il convient de mentionner que le bruit dû au battement du signal peut se produire à la lecture du BPD lorsque deux pics de résonance sont trop proches de sorte que la différence des fréquences optiques se situe dans la bande passante du détecteur. Pour éliminer ce bruit, un filtre de fréquence est nécessaire à la lecture pour supprimer les fréquences de battement qui sont supérieures à la fréquence d'échantillonnage du système. Pour les fréquences optiques avec une différence de 5 GHz dans la bande C, l'espacement des canaux est d'environ 40 pm en longueur d'onde. Considérant \(\delta \omega \) = 0,2 dans le système de type II, la FWHM de chaque pic de résonance est \(\sim \)200 pm. Par conséquent, pour réduire la diaphonie causée par les signaux de battement avec < 5 GHz, le facteur Q du pic de résonance doit être inférieur à 7750.

(a) Spectres de transmission simulés aux ports traversants (bleu) et d'extraction (rouge) d'un système avec un MRM passe-tout en cascade avec un filtre MRR add-drop (Type-I), l'espacement des canaux normalisé en largeur de ligne est défini sur 0,5 . Encart : Schéma du système de type I, où le filtre MRR de gauche génère le pic de résonance sur le canal 1 et celui de droite génère le pic de résonance sur le canal 2. (b) Valeurs réalisables pour le canal 1 et le canal 2 du système de type I avec \(\delta \omega \) = 0,5. La boîte rouge montre la plage utilisable de [0, 0,5] pour les deux canaux. ( c ) Spectres de transmission simulés aux ports traversants (bleu) et descendants (rouge) d'un système avec deux MRM passe-tout en cascade (Type-II), l'espacement des canaux normalisé en largeur de ligne est défini sur 0,5. Encart : schéma du système de type II, où le filtre MRR de gauche génère le pic de résonance sur le canal 1 et celui de droite génère le pic de résonance sur le canal 2. (d) Valeurs réalisables pour le canal 1 et le canal 2 du système de type II avec \(\delta \omega \) = 0,2. La case rouge indique la plage utilisable de [–0,5, 0,5] pour les deux canaux. (e) Plage de mappage réalisable pour deux types de systèmes en cascade IM-MRM avec un espacement des canaux normalisé en largeur de ligne variant de 0,1 à 1. La ligne en pointillés représente le seuil de pénalité de puissance de 3 dB.

Un système de calcul de produit scalaire qui comprend une puce photonique avec un IM-MRM passe-tout et un filtre de pondération IM-MRR add-drop est testé. La puce photonique est co-emballée sur un circuit imprimé personnalisé, tirant parti de la liaison par fil photonique et électrique pour les entrées/sorties (E/S) optiques et électriques. Nous avons utilisé une méthode d'assemblage puce sur carte pour le co-emballage de la puce photonique. Les trois principales étapes du co-packaging sont les suivantes. Tout d'abord, la puce photonique et les rainures en V avec des fibres monomodes sont directement montées sur un substrat PCB à l'aide d'époxydes durcissables aux UV. Dans la deuxième étape, le collage de fils photoniques est effectué à l'aide d'un dispositif de liaison de fils photoniques. PWB est une technique de pointe pour la mise en œuvre d'interconnexions optiques avec des guides d'ondes polymères construits par polymérisation in situ à deux photons 45,46, permettant une interconnexion flexible avec une faible perte d'insertion entre différentes plates-formes matérielles et composants (lasers III-V 47, SOA 48, fibres optiques 46 et puces photoniques en silicium). PWB évite le couplage hors plan ; permettant ainsi des E/S optiques denses avec un pas jusqu'à 25 \(\upmu \)m liaison par fil (EWB). À cette étape, les plots de connexion en aluminium (Al) sur la puce photonique sont liés par fil aux plots d'or à immersion en nickel autocatalytique correspondants sur le PCB pour mettre en œuvre des interconnexions électriques puce à PCB. Une énergie ultrasonique est utilisée pour attacher un fil Al des pastilles de puce photonique aux pastilles de PCB. Nous avons utilisé la colle coin-coin. Vous trouverez plus d'informations sur le résultat du co-emballage dans la section S6 des informations supplémentaires.

La figure 7a montre la puce photonique co-emballée sur le PCB. La soudure sous la puce photonique est exposée sur la face inférieure du PCB pour le contrôle de la température. Une image microscopique agrandie de la Fig. 7b présente la puce photonique montée et les réseaux de fibres à rainures en V sur le PCB, avec des E/S optiques et électriques pour conduire le signal sur et hors de la puce photonique. Un wattmètre optique à double canal est utilisé comme affichage hors puce pour la conversion O/E et la soustraction de puissance. La figure 7c présente une série d'images agrandies se concentrant sur les liaisons filaires photoniques et électriques, et la puce photonique. Une entrée MRR (passe-tout IM-MRM) pour le codage d'entrée et un poids MRR (add-drop IM-MRM) pour la pondération du signal sont en cascade sur la puce (Figure S8a), où les fils électriques étiquetés avec \(V_\ text {IRCH}\) et \(V_\text {IRPH}\) sont utilisés pour appliquer des paires de tension à chaque MRM. La commande et la polarisation de la puce photonique conditionnée sont fournies par le compteur source. Lorsqu'aucune tension n'est appliquée, les spectres de transmission tels que fabriqués de la puce photonique emballée mesurés aux ports traversants (bleu) et goutte (orange) sont représentés sur la figure 7d. Une perte d'insertion d'environ -17,5 dB est observée (perte d'insertion de -7,5 dB par interface PWB étant donné que chaque IM-MRM a une insertion de -1,25 dB), ce qui pourrait être dû à la sous-gravure de l'ouverture d'oxyde aux interfaces PWB et à leur rugosité parois latérales (voir les images SEM dans la figure S11 des informations supplémentaires).

(a) Image microscopique de la puce photonique co-emballée sur le PCB. (b) Image agrandie de la puce photonique montée et des réseaux de fibres à rainures en V, montrant les E/S optiques et électriques. (c) Une série d'images agrandies se concentrant sur les fils de liaison photonique et électrique et la puce photonique. ( d ) Spectres de transmission mesurés tels que fabriqués de la puce photonique aux ports traversants (bleu) et goutte (orange).

Pour évaluer expérimentalement la diaphonie inter-canaux susmentionnée, différentes paires de tension sont ensuite appliquées aux deux IM-MRM dans les puces co-emballées. La figure 8a montre les spectres de transmission normalisés aux ports traversants (bleu) et goutte (rouge). Deux pics de résonance sont observés dans la transmission par port traversant et un dans la transmission par port de dérivation. Par conséquent, les pics gauche et droit sont associés respectivement aux filtres IM-MRR passe-tout (Canal-1) et add-drop (Canal-2). L'espacement des canaux de longueur d'onde est fixé à 0,7 nm (\(\delta \omega \) = 0,5) en ajustant simplement le \(V_\text {IRPH}\) appliqué au filtre IM-MRR add-drop dans Channel-2. En modifiant la paire de tension de l'IM-MRM passe-tout, l'intensité de transmission varie sur le canal 1. Dans le même temps, la transmission du port de dérivation sur le canal 2 change en conséquence en raison de la diaphonie. Comme le montre la figure 8a, avec différentes paires de tension appliquées à l'IM-MRM passe-tout, la puissance transmise normalisée maximale sur le canal 1 peut atteindre -3 dB, tandis que dans des conditions de couplage critiques sur le canal 1, la perte d'insertion de l'IM-MRR add-drop au canal 2 chute de 3 dB. Les deux observations sont cohérentes avec les résultats de simulation de la figure 6a.

Nous avons ensuite appliqué différentes paires de tension au filtre IM-MRR d'insertion-extraction pour générer les valeurs de mappage réalisables sur le canal 2 lorsque différentes valeurs de mappage de 0 à 1 sont pré-appliquées à l'IM-MRM passe-tout sur le canal 1. La valeur de mappage est représentée par l'intensité détectée normalisée par la transmission maximale (0 dBm). La figure 8b montre que la plage de mappage atteignable mesurée pour le canal 1 et le canal 2 est limitée à [0, 0,5] (carré vert) en raison de la diaphonie de pénalité de puissance de 3 dB entre les canaux. La variation de la couleur des points dans le tracé représente la valeur de mappage attendue pré-appliquée à l'IM-MRM passe-tout au canal-1. Cependant, la valeur mesurée sur le canal 1 (sur l'axe X) est différente de la valeur de mappage prévue en raison de la diaphonie. Par exemple, pour les points bleu foncé (avec une valeur de mappage attendue de 1,0 sur le canal 1), la valeur mesurée sur le canal 1 sera égale à 1,0 uniquement lorsque la valeur sur le canal 2 est également définie sur 1,0. Dans ce scénario, les deux MRM représentent 1,0 sur chaque canal (pas de pics de résonance) ; ainsi, aucune diaphonie inter-canaux n'existe. Mais lorsque la valeur mesurée sur le canal 2 n'est pas de 1,0, la valeur mesurée sur le canal 1 chutera en conséquence, même si l'IM-MRM passe-tout est systématiquement pré-appliqué avec 1,0. En conclusion, les données expérimentales présentées à la Fig. 8 valident la fiabilité de la simulation à l'aide de notre modèle compact personnalisé pour IM-MRM et démontrent que pour \(\delta \omega \) = 0,5, la pénalité de puissance entre deux canaux adjacents est de 3 dB.

(a) Spectres de transmission mesurés aux ports traversants (bleu) et goutte (rouge) des systèmes de type I, l'axe X représente le décalage de longueur d'onde par rapport à la longueur d'onde de résonance de Ch-1. L'espacement des canaux normalisé en largeur de ligne est défini sur 0,5. (b) Plages de valeurs mesurées pour Canal-1 et Canal-2. La boîte verte montre la plage de mappage utilisable de [0, 0,5]. La barre de couleurs interprète la valeur attendue pour Ch-1.

Nous mettons en œuvre un système de pondération signé 4 bits et un codage d'entrée 3 bits à l'aide de la puce co-emballée pour notre démonstration de preuve de concept du calcul du produit scalaire. Nous caractérisons d'abord les niveaux de transmission pour l'IM-MRM passe-tout (entrée MRR sur la figure 7c) et le filtre IM-MRR add-drop (poids MRR sur la figure 7 (c)) avec une précision de 3 bits et 4 bits, respectivement, en utilisant l'algorithme de modulation d'intensité susmentionné. Les deux IM-MRM sont modulés en intensité à la même longueur d'onde opérationnelle. La figure 9a illustre 8 niveaux de puissance distincts pour le MRR d'entrée (ligne bleue continue) et 16 niveaux de puissance distincts pour le poids MRR (ligne orange continue). Les niveaux de puissance pour les MRR pondérés sont obtenus après soustraction de chaque niveau de puissance entre les ports de dérivation (ligne rouge pointillée) et traversants (ligne verte pointillée). Pour le MRR d'entrée, les niveaux de puissance sont répartis entre 0 et 15 \(\upmu \)W tandis que pour le MRR de poids, du fait de l'IL, la puissance maximale transmise au port de chute ne peut atteindre que 11,25 \(\upmu \) W; limitant ainsi 16 niveaux de puissance entre 11,25 et -15 \(\upmu \)W. Nous utilisons le schéma "analogique discret" pour coder les entrées et les poids à des niveaux de puissance distincts du MRR d'entrée et du MRR de poids, respectivement 35. En normalisant chaque niveau de puissance quantifié (lignes pleines sur la figure 9a) par la puissance de sortie maximale mesurée de 15 \(\upmu \)W, un mappage point à point est réalisé en dotant les paires de tension d'informations numériques, qui peuvent être exprimées comme suit :

où, D est le nombre numérique corrélé, et \(I_\text {paire de volts}\) et \(I_\text {max}\) sont la transmission appliquée à la paire de tension et la transmission maximale de l'IM-MRM, respectivement . Par exemple, la paire de tension qui permet la transmission maximale de l'entrée MRR (15 \(\upmu \)W) est mappée sur 1 et la transmission minimale sur 0. Par conséquent, les paires de tension pour l'entrée MRR 3 bits peuvent réaliser le mappage de 8 nombres numériques discrets allant de 0 à 1, tandis que pour le MRR de poids 4 bits, les 16 nombres numériques peuvent être mappés dans la plage de 0,75 à -1, en raison de l'IL. La figure 9a montre que les niveaux de puissance n'ont pas été quantifiés de manière uniforme, comme nous l'avions prévu, en particulier pour les niveaux de sortie du MRR de poids du côté négatif, ce qui, selon nous, est dû à une diaphonie et à des fluctuations thermiques localisées. Ceci est cohérent avec le fait que plus de tensions appliquées sont nécessaires pour les valeurs de pondération négatives sur la figure 5f, car plus de tensions signifient plus de génération de chaleur indésirable. Cependant, l'inhomogénéité est entièrement capturée et reproduite dans les représentations numériques générées en exploitant le schéma de mappage point à point. En termes de lecture, le décodage est nécessaire pour convertir la puissance détectée au BPD en un résultat de produit scalaire numérique. Pour établir les corrélations de décodage, une table de correspondance est nécessaire. Sur la figure 9b, une table de consultation expérimentale (128 points) pour la puce co-emballée est générée en appliquant point à point des paires de tension dotées de chiffres pour entrer et pondérer les MRR conformément à la figure 9a. L'axe Y montre la puissance de sortie différentielle détectée par le wattmètre optique à double canal. L'axe X montre le résultat du produit scalaire des nombres numériques mappés sur la puce co-emballée. La puissance de sortie différentielle a une relation presque linéaire par rapport aux résultats du produit scalaire avec un ajustement linéaire du premier ordre.

Chiffre. 9 (c, d) illustrent le calcul du produit scalaire à l'aide de la puce photonique proposée. En codant de manière aléatoire des nombres numériques, sélectionnés parmi les niveaux de puissance de la figure 9a, en tant qu'entrée et poids de la puce photonique, les résultats du produit scalaire sont obtenus en décodant la lecture en fonction de l'utilisation de la table de consultation et comparés au résultat attendu du produit scalaire. Le résultat d'évaluation de 1000 opérations de produit scalaire est illustré à la figure 9c, avec l'encart montrant un histogramme de l'erreur avec un MSE de 8,11 \(\times \) 10\(^{-4}\). Étant donné que nous n'avons sélectionné que les niveaux de puissance existants de deux IM-MRM comme entrées et pondérations, les paires de tension appliquées sont précises ; ainsi, les erreurs de calcul proviennent principalement de la fluctuation du système. Ensuite, le calcul du produit scalaire avec un nombre à virgule flottante décimal aléatoire est également effectué à l'aide de la puce photonique proposée. Deux nombres décimaux aléatoires à virgule flottante compris entre [0, 1] et [-1, 1] sont d'abord générés et arrondis au nombre numérique le plus proche en fonction des niveaux de puissance de la Fig. 9a, puis codés dans le système à l'aide de paires de tension pour le numéro numérique le plus proche. En ce qui concerne le décodage, la courbe ajustée dans la table de consultation est utilisée. La figure 9d montre le résultat d'évaluation de 1000 opérations de produit scalaire avec des nombres décimaux à virgule flottante. L'encart montre un histogramme de l'erreur avec un MSE de 3,09 \(\times \) 10\(^{-3}\). Des erreurs d'arrondi et des erreurs d'ajustement supplémentaires peuvent expliquer l'augmentation de la MSE pendant les processus de codage et de décodage, qui peut être réduite en améliorant la précision au bit du système.

(a) Niveaux de puissance mesurés de la puce co-emballée basée sur IM-MRM proposée. Les étapes bleues représentent le niveau de puissance de l'IM-MRM passe-tout, et les étapes orange représentent le niveau de puissance différentiel de l'IM-MRM add-drop après la soustraction entre les ports drop et through. ( b ) Table de consultation expérimentale pour la puce co-emballée utilisant un schéma de mappage point à point avec un ajustement linéaire du premier ordre. (c) Précision de calcul pour les opérations de produit scalaire avec 1000 nombres numériques aléatoires sélectionnés à partir des niveaux de puissance. Encart : L'histogramme de la distribution gaussienne des erreurs. (d) Précision de calcul pour les opérations de produit scalaire avec 1000 nombres décimaux aléatoires à virgule flottante arrondis au niveau de puissance le plus proche. Encart : L'histogramme de la distribution gaussienne des erreurs.

Nous développons un simulateur CNN pour la reconnaissance des chiffres manuscrits MNIST, suivant le système DEAP-CNN décrit dans la Réf. 41, afin d'évaluer les performances de calcul du système IM-MRM proposé avec un espacement de canaux limité et également de comparer les performances de différents schémas de modulation de signal (IM-MRM vs WM-MRM). Le CNN commence par deux couches convolutives, chacune avec 8 noyaux de taille 3 \(\times \) 3 avec une fonction d'activation non linéaire Rectified Linear Unit (ReLU). Les couches convolutionnelles sont suivies d'une couche de mutualisation moyenne et, enfin, les deux dernières couches du réseau sont des couches entièrement connectées.

Pour développer le CNN basé sur IM-MRM, comme le montre la figure 10a, les faisceaux laser d'entrée sont d'abord multiplexés à l'aide de WDM. Ensuite, le signal multiplexé est divisé en canaux d'entrée séparés en parallèle, chaque canal réalisant l'un des filtres. Dans notre réseau développé, 9 IM-MRM passe-tout sont en cascade sur chaque canal d'entrée, qui peuvent être modulés en intensité individuellement pour représenter un sous-ensemble de 9 pixels de l'image d'entrée (28 \(\times \) 28 pixels). Compte tenu des 8 filtres différents de la couche de convolution, la partie convolution de notre architecture comprend 8 canaux d'entrée, ce qui donne un total de 72 IM-MRM passe-tout qui servent de bancs de modulation pour le codage des données d'entrée. Chaque canal d'entrée est suivi de 9 IM-MRM d'insertion-extraction, représentant le noyau 3 \(\times \) 3 pour pondérer le signal multiplexé en longueur d'onde chargé à partir des bancs de modulation, c'est-à-dire des entrées. Chaque MRM dans les banques de poids est modulé en intensité à une longueur d'onde unique, en ligne avec les longueurs d'onde opérationnelles dans les banques de modulation. Enfin, les signaux de sortie des banques de poids sont accumulés et convertis en signaux électriques par des BPD à la sortie de chaque canal d'entrée. Chaque pixel convolué est ensuite obtenu en additionnant tous les signaux électriques via des additionneurs de tension. La sortie de chacune des couches convolutives passe par une fonction d'activation ReLU hors ligne suivie d'une couche de regroupement moyen avec un noyau 2 \(\times \) 2. À la fin, deux couches entièrement connectées, avec des fonctions d'activation non linéaires ReLU et Softmax, sont ajoutées pour compléter l'architecture CNN. Nous voudrions noter que les poids et les biais du CNN développé sont obtenus par une formation hors ligne du réseau sur une unité de traitement graphique (GPU) utilisant TensorFlow (Python), tandis que le nombre d'époques et la taille du lot sont fixés à 10 et 32, respectivement.

Les réponses de transmission de 9 IM-MRM add-drop en cascade sont simulées à l'aide du modèle compact personnalisé susmentionné dans Lumerical INTERCONNECT. En ajustant uniformément le rayon de chaque MRM, de 15 à 16,6 \(\upmu \)m, les puissances de sortie aux ports traversants (bleu) et de descente (rouge) sont calculées et présentées sous forme de courbes en pointillés sur la figure 10b. L'espacement des canaux normalisés en largeur de raie est fixé à 0,5 entre les canaux de longueur d'onde adjacents pour introduire la diaphonie de pénalité de puissance. Dans ce scénario, la réponse de transmission de chaque MRM représente la valeur maximale de 1. D'après la Fig. 6d, nous remarquons que lorsque la valeur de mappage dans Channel-1 est définie sur 1, il n'y a pas de place pour moduler la valeur de mappage dans Channel- 2. Par conséquent, pour permettre une plage de mappage [-0,5, 0,5] pour chaque canal de longueur d'onde, tous les MRM doivent être préréglés. Les courbes pleines de la Fig. 10b montrent les spectres de transmission après pré-ajustement. Neuf pics de résonance apparaissent avec la valeur de mappage définie sur 0,5, ce qui est réalisé en ajoutant la paire de tension à chaque modèle. Sur la figure 10c, les plages de mappage atteignables pour neuf IM-MRM en cascade sont présentées en fonction des paires de tension appliquées par simulation. Par rapport au couple de tension mesuré, les modèles de simulation n'impliquent pas la diaphonie thermique ; résultant ainsi en des résultats de paires de tension différents. Une plage de mappage commune de [-0,5, 0,5] est sélectionnée (zone rouge) pour tous les canaux de longueur d'onde afin de réaliser la pénalité de puissance de 3 dB dans le système, bien qu'une plage plus large de [-0,75, 0,75] soit disponible. Étant donné que pour les systèmes de type II (courbe orange sur la figure 6e), la valeur maximale atteignable est de 0,75 pour \(\delta \omega \) = 0,5. Alors que la plage maximale possible de seulement 0,5 est atteinte pour les systèmes de type I (courbe bleue sur la Fig. 6e), ce qui limite finalement la plage commune du système à [-0,5, 0,5] lors de la connexion de banques de modulation avec des banques de poids.

La simulation dans le domaine fréquentiel dans Lumerical INTERCONNECT utilise l'analyse des données de diffusion pour calculer la réponse globale du circuit. Cela se fait en résolvant une matrice creuse qui représente le circuit sous forme de matrices de diffusion connectées, chacune représentant la réponse en fréquence d'un seul élément. 50. Le fait d'avoir séparément 72 éléments IM-MRM dans les banques de modulation et de pondération entraînerait un calcul massif pour obtenir une réponse de transmission unique. De plus, en considérant 28 \(\times \) 28 pixels dans chaque image d'entrée MNIST, les calculs de convolution à l'aide du système de simulation proposé dans Lumerical INTERCONNECT prendront du temps en chargeant en continu 3 \(\times \) 3 sous-ensembles d'entrée dans des foulées de 1, sans parler de plus de 10 000 images manuscrites MNIST sont utilisées pour l'inférence. Un pipeline de co-simulation utilisant l'interface de programmation d'application Lumerical (API) dans un environnement Python a été développé pour accélérer la simulation CNN. L'API peut être utilisée pour développer des scripts ou des programmes via Python qui traitent les solveurs Lumerical comme des clients et permettent aux utilisateurs d'effectuer des analyses personnalisées, d'entreprendre une optimisation et une visualisation améliorées, de produire des tracés et d'automatiser des flux de travail complexes. Des informations détaillées sur le pipeline de co-simulation peuvent être trouvées dans la section S5 des informations supplémentaires.

En chargeant le noyau dans le pipeline de simulation Python-Lumerical, le simulateur CNN effectue la tâche de reconnaissance MNIST. Pour chaque sous-ensemble d'entrée, des données normalisées sont mises en œuvre dans des bancs de modulation en ajustant l'intensité de transmission de chaque IM-MRM passe-tout. Ensuite, la lumière codée par le signal est modulée en intensité par des bancs de poids. Étant donné que le même noyau est appliqué sur l'ensemble des entrées, les banques de poids ne sont modifiées que lorsqu'un nouveau noyau est chargé. Une seule sortie de pixel convolué est obtenue lors de la lecture dans le domaine électrique. Une tension est ensuite ajoutée pour représenter la polarisation. Les précisions de prédiction par rapport à différentes précisions de codage de la tâche de reconnaissance MNIST résolue par le simulateur CNN proposé sont illustrées à la Fig. 10d. Il révèle qu'avec un espacement des canaux de longueur d'onde limité (\(\delta \omega \) = 0,5) et une plage de cartographie de [-0,5, 0,5], les performances de l'architecture CNN proposée utilisant les IM-MRM comme banques de poids peuvent admettre > 96,76\ (\%\) précision de prédiction lors de l'application d'une précision d'encodage de 6 bits ou plus. Les résultats individuels de la tâche de reconnaissance MNIST avec chaque précision peuvent être trouvés dans la figure S10 des informations supplémentaires.

(a) Schéma de l'architecture CNN proposée utilisant des IM-MRM pour la modulation et les banques de poids. La dimension du noyau est de 3 \(\times \) 3 et le nombre de canaux d'entrée est de huit. Neuf lasers de longueurs d'onde différentes sont utilisés pour alimenter le système. Les images d'entrée sont codées dans les intensités transmises des IM-MRM passe-tout par des bancs de modulation. Les valeurs du noyau sont chargées dans des IM-MRM add-drop dans des banques de poids, qui exécutent ensuite les produits scalaires avec des signaux d'entrée. Enfin, tous les signaux sont accumulés au port de sortie, ce qui donne la fonction convoluée. Les fonctions d'activation, la mise en commun et les couches entièrement connectées sont suivies hors ligne. (b) Spectres de transmission de neuf IM-MRM add-drop en cascade aux ports traversants (bleu) et drop (rouge) avec la valeur de cartographie corrélée de 1 (courbes en pointillés) et 0,5 (courbes pleines) dans chaque canal de longueur d'onde. L'espacement des canaux de longueur d'onde est limité à \(\delta \omega \) = 0,5. (c) Valeurs de mappage atteignables pour neuf IM-MRM en cascade avec l'espacement limité des canaux de longueur d'onde. Une plage commune de [–0,5, 0,5] est utilisée pour le système CNN proposé. (d) Performance du système CNN proposé sur la tâche de reconnaissance MNIST par rapport à la précision d'entrée.

Par rapport aux accélérateurs numériques dans les derniers processus CMOS, les opérations MAC optiques ou optoélectroniques dans les plates-formes PIC basées sur SOI peuvent traiter des signaux avec une latence plus faible et un débit plus élevé 51. Le budget de liaison optique et l'efficacité énergétique totale sont abordés dans cette section pour faire la lumière sur le avantages et défis de la mise en œuvre des opérations MAC à l'aide de notre unité de traitement photonique proposée avec IM-MRM.

Afin d'analyser le bilan de liaison optique et l'efficacité énergétique, un système de multiplication de matrice vectorielle \(N \times M\) est mis en œuvre à l'aide des IM-MRM proposés. Une source de peigne de fréquence est utilisée pour fournir plusieurs longueurs d'onde de \(\lambda _1\) à \(\lambda _\text {N}\). La lumière à plusieurs longueurs d'onde qui comprend N longueurs d'onde porteuses est modulée par un réseau d'EAM ou d'EOM à grande vitesse pour le codage vectoriel d'entrée, puis couplée à la puce photonique. L'entrée modulée est divisée en M branches et pondérée par des banques de poids. Chaque tableau de banque de poids contient N filtres MRR add-drop. Après les banques de poids, les récepteurs M collectent les signaux multi-longueurs d'onde et les convertissent en informations électriques pour l'accès à la mémoire. Les IM-MRM passe-tout dans la banque de modulation sont remplacés par des EAM ou des EOM, puisque la bande passante d'accord thermo-optique de l'élément chauffant photoconducteur (PH) est d'environ 175 kHz 52. En conséquence, (i) la densité de canaux peut être encore amélioré (\(\delta \omega \) = 0,2 sur la Fig. 6e), et ainsi plus de canaux de longueur d'onde peuvent être réalisés (\(\sim \)580 canaux de longueur d'onde pour une pénalité de puissance de 3 dB ); (ii) la consommation d'énergie peut être réduite et (iii) la vitesse de modulation peut être améliorée en utilisant des EAM ou des EOM à grande vitesse. Récemment, un EAM de guide d'ondes Ge à couplage évanescent à grande vitesse a été proposé avec des processus de fabrication simples sur la plate-forme SOI et une vitesse de modulation de 56 GHz et une consommation d'énergie dynamique de 45 fJ/bit 53. Le schéma du \(N \times M \) système de traitement photonique est illustré sur la Fig. 11. Le bilan de liaison optique est calculé sur la base de l'équation suivante 51 :

où \(P_\text {laser}\) est la puissance optique du laser, \(P_\text {EAM}\) est la perte d'insertion de l'EAM, \(P_\text {couplage}\) est la perte introduite par l'atténuation de la fibre optique monomode (SMF) et la perte de couplage fibre-puce, \(P_\text {Si-prop}\) est l'atténuation du guide d'ondes en silicium, \(P_\text {splitter} \) est l'insertion du séparateur et la perte excédentaire, \( P_\text {IL-MRM}\) est la perte d'insertion du filtre IM-MRR d'insertion-extraction à la longueur d'onde du vecteur d'entrée, \( P_\text {diaphonie}\ ) est la pénalité de diaphonie intercanal, et \(P_\text {OBL-MRM}\) est la perte d'insertion hors bande lorsque le pic de résonance n'est pas aligné avec les longueurs d'onde d'entrée, et \(P_\text {pénalité }\) est la pénalité du réseau due au taux d'extinction, à la diaphonie et au bruit d'intensité relative du laser (RIN). Considérant \(P_\text {laser}\) = 0 dBm, \(P_\text {couplage}\) = 1,6 dB 51, \(P_\text {EAM}\) = 6,2 dB 53, \(P_\text {Si-prop}\) = 2,5 dB/cm \(\times \) \(3(N-1)L\) où L en centimètres est l'espacement des guides d'ondes entre les deux MRM, \(P_\text {splitter} \) = 3,3 \(\times \) log\(_2M\) dB, \( P_\text {IL-MRM}\) = 1,25 dB, \( P_\text {diaphonie}\) = 3 dB, \( P_\text {OBL-MRM}\) = 0,01 dB 51, et \(P_\text {pénalité}\) = 4,8 dB 51, on calcule le bilan de liaison optique en fonction des dimensions du système de traitement photonique proposé et tracé à la Fig. 12a. La longueur totale du guide d'ondes est approximée comme la longueur couvrant la profondeur optique du système, où la distance entre deux MRM adjacents est fixée à 50 \(\upmu \)m pour minimiser la diaphonie thermique. Comme on peut le voir sur la Fig. 12a, le nombre de MRM (N) dans chaque réseau n'a pas un impact énorme sur le bilan de liaison, car un seul MRM aligné avec la longueur d'onde d'entrée contribue de 1,25 dB à la perte d'insertion, mais le les MRM hors bande restants contribuent chacun à hauteur de 0,01 dB. Pour les réseaux de banques de poids M, l'atténuation introduite en raison des séparateurs log\(_2M\) dégrade la puissance optique et limite l'efficacité énergétique. Dans le calcul du bilan de liaison optique, nous estimons environ 60 dB de perte pour un cœur de tenseur 512 \(\times \) 512 basé sur le système IM-MRR proposé. La perte peut être compensée en augmentant la puissance de sortie du laser ou en ajoutant des SOA au système. Il convient de mentionner que des SOA entiers peuvent pré-amplifier le signal d'entrée, la courbe gain-courant non linéaire devrait être étalonnée pour 51.

Schéma du système de traitement photonique \(N \fois M\) basé sur IM-MRM proposé, où un ensemble d'EAM (ou EOM) à grande vitesse est utilisé pour le codage des données d'entrée.

La consommation d'énergie totale du système proposé pour surmonter le bruit de grenaille et la capacité du PD à la sortie avec une précision de n bits fixe peut être exprimée par l'équation suivante :

où, hv est l'énergie du photon pour une longueur d'onde centrale de 1550 nm, \(C_\text {d}\) = 2,4 fF et \(V_\text {r}\) = 1 V sont la capacité et la tension de commande du PD, respectivement, et \(\eta \) est l'efficacité quantique du détecteur (\(\eta _\text {PD}\) = 80 %), laser (\(\eta _\text {laser}\) = 20 %) et la perte optique à travers le système \(N \fois M\). Compte tenu de la puissance équivalente au bruit de 0,214 pW/\(\sqrt{HZ}\) à la lecture, la puissance totale requise pour une précision de 8,5 bits doit être supérieure à -22,6 dB avec une fréquence d'échantillonnage de 5 GS/s. Sur la base des calculs effectués sur la Fig. 12a, cela limite la taille du système à 20 \(\times \) 20. Par conséquent, des SOA sont nécessaires dans le système pour compenser la perte. \(\rho _\text {SOA}\) est l'amélioration de l'efficacité due à une SOA (\(\rho _\text {SOA} = 10^{G/10}\), où G est le gain de la SOA 51). La vitesse de modulation du système est notée \(f_\text {mod}\). L'énergie associée à la modulation et à la détection du signal est dominée par les EAM (\(E_\text {EAM}\) = 45 fJ/bit), les IM-MRM add-drop (\(P_\text {MRM}\) = \( I_\text {IRPH}V_\text {IRPH}\)+\(I_\text {ICPH}V_\text {ICPH}\)) et CAN (\(P_\text {rec}\approx \) 200 mW) . En supposant que le taux d'échantillonnage du système est de 5 GS/s limité par les ADC et les DAC avec une puissance laser d'entrée de 10 dBm et un gain SOA de 17 dB 54, l'efficacité énergétique totale (Joule par MAC) et la consommation électrique totale d'un \(N \times M\) système de traitement photonique avec une précision fixe de 8,5 bits sont calculés et tracés sur la figure 12b. Pour activer la mise en œuvre 512 \(\times \) 512, deux SOA sont nécessaires dans chaque canal (\(k = 2\) dans l'équation 5). Pour clarifier, le calcul n'inclut pas la puissance consommée par le système de contrôle de la température, qui consomme 36 W en fonctionnement. L'efficacité énergétique (courbe bleue en pointillés) augmente avec la taille de la matrice en raison du fait que davantage d'opérations MAC peuvent être traitées simultanément dans des systèmes plus grands. Il a été observé que les cœurs de tenseur photonique surpassent leurs homologues électroniques lorsque la taille de la matrice dépasse 500 55. Cependant, la consommation totale d'énergie (courbe rouge en pointillés) augmente simultanément puisque les filtres IM-MRR add-drop pour les banques de poids consomment une énergie considérable (\(P_ \text {MRM}\) = \(\sim \)13,3 mW). L'une des solutions consiste à remplacer le PH par des composants de modulation d'indice à faible puissance, tels que des PCM non volatils dans la banque de poids. Pour les PCM, tels que GST 56 et GSST 57, l'indice de réfraction (n) et le coefficient d'extinction (k) augmentent lorsque le matériau change de phase d'amorphe à cristallin. Par conséquent, ils génèrent des pertes d'absorption élevées. Récemment, un PCM à large bande interdite Sb\(_2\)S\(_3\) qui permet une forte modulation de phase optique et une faible perte optique a été démontré expérimentalement sur la plate-forme SOI à 1550 nm, avec un facteur de mérite (FOM = \ (\Delta n/\Delta k\)) de 10.8 58, qui peut être un candidat potentiel pour notre future conception.

(a) Bilan de liaison optique d'un système de traitement photonique \(N \fois M\) avec une pénalité de diaphonie inter-canaux de 3 dB lorsque N et M varient de 0 à 512. (b) Efficacité énergétique totale (bleu) et consommation électrique (rouge) d'un système de traitement photonique de taille carrée (N = M) avec une précision fixe de 8,5 bits.

En résumé, nous avons démontré une nouvelle unité de traitement photonique utilisant le MRM basé sur la modulation d'intensité. En utilisant un MZI déséquilibré servant de coupleur accordable pour coupler la lumière dans le résonateur en anneau, l'ER du pic de résonance peut être directement modulé en modifiant sa force de couplage. Pour verrouiller le pic de résonance à une longueur d'onde fixe pendant la modulation, un autre modulateur d'indice est mis en œuvre dans le résonateur pour compenser le décalage de longueur d'onde pendant la modulation ER. En utilisant le schéma de modulation d'intensité à une longueur d'onde fixe, nous avons démontré que l'espacement des canaux de longueur d'onde avec une tolérance de diaphonie de pénalité de puissance de 3 dB est 17 fois plus dense que l'homologue conventionnel modulé en longueur d'onde. En raison de l'augmentation de la densité des canaux, notre système proposé autorise jusqu'à 578 canaux de longueur d'onde avec une pénalité de puissance de 3 dB lorsque les bancs de poids sont conçus à l'aide d'IM-MRM d'un rayon de 5 \(\upmu \)m. Un noyau de produit scalaire photonique a été présenté pour la démonstration de preuve de concept. La puce photonique, contenant un IM-MRM servant d'encodeur d'entrée et un IM-MRM servant d'encodeur de poids, a été intégrée sur un circuit imprimé grâce à une technique de co-conditionnement de liaison par fil électrique/photonique (EWB/PWB). En appliquant le schéma de codage/décodage "analogique discret", un calcul de produit scalaire de pondération d'entrée 3 bits et 4 bits signé a été réalisé dans le domaine optique. Mille résultats de produits décimaux aléatoires à virgule flottante ont montré un MSE 3,09 \(\times \) 10\(^{-3}\), démontrant expérimentalement la capacité de nos IM-MZM proposés pour le traitement optique de l'information.

Les travaux futurs se concentreront sur : (i) l'optimisation de la conception IM-MRM pour réduire la diaphonie thermique entre l'ICPH et l'IRPH, par exemple en déplaçant l'IRPH du côté opposé du MRR et en utilisant une terre séparée ; (ii) remplacer les éléments chauffants photoconducteurs par des PCM non volatils dans le filtre IM-MRR pour la pondération ; (iii) diminuer la consommation d'énergie et améliorer la bande passante de modulation du système en remplaçant les bancs de modulation par des lasers à modulation directe ou des EAM et EOM à grande vitesse.

Les données sous-jacentes aux résultats présentés dans cet article ne sont pas accessibles au public pour le moment, mais peuvent être obtenues auprès des auteurs sur demande raisonnable.

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EL a conçu le projet et conçu la recherche, fourni et analysé les données et rédigé l'article ; MS a fourni le pipeline de simulation CNN et a analysé les données de simulation ; SY a effectué et aidé dans les expériences, et a analysé les données expérimentales ; SY et MSN ont réalisé la post-fabrication et le co-packaging de la puce ; SY, MS et MSN ont fourni des conseils et édité le document. BJS, LC et AE ont supervisé la recherche et édité l'article. Tous les auteurs ont contribué à l'article et ont approuvé la version soumise.

Correspondance à Enxiao Luan.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Luan, E., Yu, S., Salmani, M. et al. Vers un noyau de tenseur photonique à haute densité activé par des micro-anneaux modulés en intensité et une liaison par fil photonique. Sci Rep 13, 1260 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-27724-y

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Reçu : 26 septembre 2022

Accepté : 06 janvier 2023

Publié: 23 janvier 2023

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-023-27724-y

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